Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

Me gustaría dedicar este proyecto a mi familia y especialmente a mi hermana Saiya por todo su apoyo.

Agradecer a todo el Grupo de Automática y Electrónica Industrial, sobre todo a Josep Maria Bosque y Hugo Valderrama por toda su ayuda.

2

ÍNDICE GENERAL ÍNDICE GENERAL 1

MEMORIA DESCRIPTIVA ................................................................................. 8 1.1

Introducción general .................................................................................... 8

1.2

Titular........................................................................................................... 8

1.3

Objetivo del proyecto ................................................................................... 8

1.4

Fundamentos teóricos .................................................................................. 9

1.4.1 Convertidor elevador ................................................................................ 9 1.4.1.1 Convertidor boost .............................................................................. 9 1.4.1.2 Conexión en cascada ....................................................................... 11 1.4.1.3 Análisis del convertidor ................................................................... 11 1.4.2 Control del convertidor .......................................................................... 14 1.4.2.1 Superficie de deslizamiento ............................................................. 14 1.4.2.2 Condición de invariancia y control equivalente .............................. 15 1.4.2.3 Condición de transversalidad .......................................................... 16 1.4.2.4 Dinámica Ideal y Estabilidad del Punto de Equilibrio .................... 16 1.4.3 Inversor................................................................................................... 17 1.4.3.1 Funcionamiento del puente.............................................................. 17 1.4.3.2 Blanking time .................................................................................. 18 1.4.3.3 Carga inductiva ................................................................................ 18 1.4.3.4 Filtro de salida ................................................................................. 19 1.4.4 Control del inversor ................................................................................ 20 1.4.4.1 Modulación por Ancho de Pulso (PWM) ........................................ 20 1.4.4.2 Control PWM unipolar .................................................................... 21 1.4.4.3 Feedforward ..................................................................................... 23 2

MEMORIA DE CÁLCULO ................................................................................ 25 2.1

Boost cuadrático ......................................................................................... 25

2.1.1 Bobinas ................................................................................................... 25 2.1.1.1 Bobina 1........................................................................................... 26 2.1.1.2 Bobina 2........................................................................................... 26 2.1.2 Condensadores ....................................................................................... 27 2.1.2.1 Condensador 1 ................................................................................. 27 2.1.2.2 Condensador 2 ................................................................................. 28 2.1.2.3 Condensador de entrada .................................................................. 28 2.1.3 Transistores ............................................................................................ 28 2.1.3.1 MOSFET 1 ....................................................................................... 29 2.1.3.2 MOSFET 2 ...................................................................................... 30 2.1.4 Diodos .................................................................................................... 30 3

ÍNDICE GENERAL 2.1.4.1 Diodo 1 ............................................................................................ 31 2.1.4.2 Diodo 2 ............................................................................................ 31 2.1.5 Disipador ................................................................................................ 32 2.1.6 Sensado de corriente............................................................................... 32 2.1.7 Sensado de tensión ................................................................................. 33 2.1.8 Drivers .................................................................................................... 34 2.1.9 Análisis del boost cuadrático.................................................................. 35 2.1.9.1 Topología ON .................................................................................. 35 2.1.9.2 Topología OFF ................................................................................ 36 2.1.9.3 Modelo promediado......................................................................... 37 2.1.9.4 Modelo promediado en pequeña señal ............................................ 37 2.1.9.5 Transformada de Laplace ................................................................ 39 2.1.9.6 Funciones de transferencia .............................................................. 39 2.1.9.7 Estudio de la estabilidad .................................................................. 40 2.2

Control en modo deslizante para el convertidor ........................................ 41

2.2.1 Estudio del control deslizante ................................................................ 41 2.2.1.1 Elección de una superficie ............................................................... 41 2.2.1.2 Obtención del modelo bilineal......................................................... 42 2.2.1.3 Existencia de deslizamiento ............................................................ 42 2.2.1.4 Obtención del control equivalente ................................................... 43 2.2.1.5 Dinámica de deslizamiento ideal ..................................................... 43 2.2.1.6 Variables en el punto de equilibrio .................................................. 43 2.2.1.7 Linealización de las ecuaciones....................................................... 44 2.2.1.8 Transformada de Laplace ................................................................ 45 2.2.1.9 Funciones de transferencia .............................................................. 45 2.2.1.10 Estabilidad ..................................................................................... 47 2.2.1.11 Discretización del control PI ......................................................... 47 2.2.2 Programación del control mediante el dsPIC30F2020 ........................... 48 2.2.2.1 Convertidor Analógico/Digital ........................................................ 48 2.2.2.2 Comparadores analógicos................................................................ 51 2.2.2.3 Módulo PWM .................................................................................. 51 2.3

Puente inversor completo ........................................................................... 53

2.3.1 Transistores ............................................................................................ 53 2.3.2 Drivers .................................................................................................... 53 2.3.3 Filtro de salida ........................................................................................ 54 2.4

Control del puente inversor ........................................................................ 55

2.4.1 Programación del PWM senoidal ........................................................... 55 4

ÍNDICE GENERAL 2.4.1.1 Inicialización de los valores ............................................................ 55 2.4.1.2 Lógica de funcionamiento ............................................................... 57 2.4.2 Control feedforward ............................................................................... 57 2.4.3 Protecciones ........................................................................................... 58 3

4

SIMULACIONES ............................................................................................... 60 3.1

Boost cuadrático en control deslizante ....................................................... 60

3.2

Boost cuadrático con puente inversor ........................................................ 62

RESULTADOS EXPERIMENTALES ............................................................... 66 4.1

Boost cuadrático sin inversor ..................................................................... 66

4.1.1 Variaciones de carga .............................................................................. 66 4.1.2 Variaciones de línea ............................................................................... 68 4.1.3 Señales de entrada y salida ..................................................................... 69 4.1.3.1 Transitorio inicial ............................................................................ 70 4.1.3.2 Rizados ............................................................................................ 71 4.1.4 Tensiones en condensadores y corrientes de bobinas ............................ 72 4.1.4.1 Transitorio inicial ............................................................................ 72 4.1.4.2 Rizados ............................................................................................ 72 4.2

Boost cuadrático con puente inversor ........................................................ 73

4.2.1 Señales de salida..................................................................................... 73 4.2.1.1 Transitorio inicial ............................................................................ 73 4.2.1.2 Rizados ............................................................................................ 74 4.2.2 Pruebas de carga ..................................................................................... 76 4.2.2.1 Arranque sin carga ........................................................................... 76 4.2.2.2 Desconexión de la carga .................................................................. 77 4.3

Curvas de rendimiento ............................................................................... 78

4.3.1 Curvas de rendimiento regulando la entrada .......................................... 78 4.3.2 Curvas de rendimiento regulando la salida ............................................ 80 5

CONCLUSIONES ............................................................................................... 83

6

PLANOS .............................................................................................................. 84

7

PRESUPUESTO ................................................................................................ 106

8

7.1

Mediciones ............................................................................................... 106

7.2

Precios unitarios ....................................................................................... 117

7.3

Presupuesto .............................................................................................. 119

7.4

Resumen presupuesto............................................................................... 130

PLIEGO DE CONDICIONES........................................................................... 132 8.1

Condiciones administrativas .................................................................... 132

8.1.1 Condiciones generales .......................................................................... 132 5

ÍNDICE GENERAL 8.1.2 Normas, permisos y certificaciones ..................................................... 132 8.1.3 Descripción general del montaje .......................................................... 132 8.2

Condiciones económicas.......................................................................... 133

8.2.1 Precios .................................................................................................. 133 8.2.2 Responsabilidades ................................................................................ 133 8.3

Condiciones facultativas .......................................................................... 133

8.3.1 Personal ................................................................................................ 133 8.3.2 Reconocimientos y ensayos previos ..................................................... 134 8.3.3 Materiales ............................................................................................. 134 8.3.3.1 - Conductores eléctricos ................................................................ 134 8.3.3.2 – Resistencias ................................................................................ 134 8.3.3.3 – Condensadores............................................................................ 135 8.3.3.4 – Inductores ................................................................................... 135 8.3.3.5 – Circuitos integrados y semiconductores ..................................... 136 8.3.3.6 – Zócalos ....................................................................................... 136 8.3.3.7 – Placas de circuito impreso .......................................................... 136 8.3.3.8 – Interconexión de las placas de circuito impreso ......................... 136 8.3.4 Condiciones de ejecución ..................................................................... 136 8.3.4.1 - Encargo y compra del material ................................................... 136 8.3.4.2 - Construcción de inductores ......................................................... 137 8.3.4.3 – Fabricación de placas de circuito impreso.................................. 137 8.3.4.4 – Soldadura de componentes ......................................................... 137 8.3.4.5 – Ensayos, verificaciones y medidas ............................................. 137 8.3.5 Reglamento electrónico de baja tensión ............................................... 137 ANEXO I: Código implementado en el dsPIC ........................................................ 139 REFERENCIAS ....................................................................................................... 148

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MEMORIA DESCRIPTIVA

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020

1. MEMORIA DESCRIPTIVA

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

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MEMORIA DESCRIPTIVA

1

MEMORIA DESCRIPTIVA

1.1 Introducción general La dificultad de almacenar energía eléctrica en alterna hace que cualquier dispositivo que utilice dicha energía y se quiera hacer portátil, necesite de un circuito adaptador que transforme la corriente continua que produce una batería a una de alterna apta para el dispositivo. Un claro ejemplo consiste en utilizar la toma de corriente de un automóvil como fuente de alimentación para cualquier dispositivo doméstico, como puede ser un horno de inducción de una autocaravana. La generación de corriente continua en los paneles fotovoltaicos y la necesidad de convertirla en alterna para su conexión a la red y comercialización, hacen que dichos convertidores también sean imprescindibles en el ámbito de las energías renovables. Otro ámbito de aplicación son en los Sistemas de Alimentación Ininterrumpida (SAI) de corriente alterna; dispositivos que, en un apagón, suministran energía eléctrica almacenada en una batería por un tiempo limitado a maquinaria conectada a la red eléctrica. También existe un importante estudio de convertidores para coches eléctricos que típicamente tienen una fuente de almacenamiento de continua y un motor eléctrico y necesitan tanto un convertidor bidireccional como un inversor de frecuencia ajustable. Finalmente, hay que remarcar que las líneas de investigación actuales se dirigen hacia la electrónica digital para realizar el control de los convertidores

1.2 Titular El titular del proyecto es el Departament d’Enginyeria Elèctrica, Electrònica i Automàtica (DEEEA) situado en la Avenida Països Catalans nº 26 de la ciudad de Tarragona. Los directores del proyecto son el Dr. Hugo Valderrama Blavi y Josep M. Bosque.

1.3 Objetivo del proyecto El objetivo de este proyecto es el diseño, análisis y construcción de un prototipo de convertidor capaz de transformar 12 Vdc a 220 Vac a 50 Hz, que se realizará mediante una primera etapa compuesta por un convertidor DC-DC elevador que pasará de 12 Vdc a 350 Vdc y una segunda etapa inversora para transformarlo a 220 Vac. La potencia nominal del convertidor será de 100 W y su frecuencia de funcionamiento, de 20 kHz, suficientemente baja para tener pocas pérdidas en la conmutación de los transistores y suficientemente alta para no ser audible El control de los convertidores se realizará mediante un dsPIC, utilizando los diferentes módulos de que dispone para realizar un control en modo deslizante con un lazo Proporcional Integral (PI) para el convertidor DC-DC y la generación de las señales para el puente inversor, así como un control feedforward para mejorar la señal final de salida. En la Figura 1.1 se puede ver el esquema general tratado en el proyecto.

8

MEMORIA DESCRIPTIVA

Control mediante dsPIC

Sensando de corriente

Duty

Sensando de tensión

Duty

IL1

Vi

Vo

Puente Inversor

Convertidor Elevador

Filtro Pasobajo

RL

Figura 1.1. Esquema general del sistema.

1.4 Fundamentos teóricos 1.4.1 Convertidor elevador 1.4.1.1 Convertidor boost Un convertidor boost es un tipo de convertidor DC-DC que presenta una tensión continua de salida mayor que la tensión de la fuente de entrada pero su corriente de salida es menor que la de entrada. Este tipo de fuente conmutada contiene por lo menos dos interruptores semiconductores, un elemento almacenador de energía y un filtro de salida. El orden del convertidor viene determinado por el número de elementos almacenadores de energía que lo conforman.

Figura 1.2. Estructura básica de un convertidor boost. Este tipo de convertidor es un sistema no lineal o de estructura variable, ya que la estructura varía dependiendo de los dos estados del interruptor:

9

MEMORIA DESCRIPTIVA 1) Cuando el transistor está cerrado, el diodo está polarizado inversamente y las etapas de entrada y salida se aíslan. En este estado, el inductor va almacenando energía de la entrada mientras que el condensador la cede a la carga.

Figura 1.3. Topología del boost con el interruptor cerrado. 2) Cuando el transistor está abierto, el diodo esta polarizado en directa y la etapa de salida se conecta a la de entrada. El inductor cede energía al condensador y a la carga.

Figura 1.4. Topología del boost con el interruptor abierto. Existen dos modos de funcionamiento: Modo de Conducción Continua (MCC) donde la corriente del inductor nunca se hace cero y Modo de Conducción Discontinua (MCD), donde la corriente sí se llega a anular. La relación de entrada salida para los dos modos de conducción es la siguiente [1]: MCC

MDC

(1.1)

[

√

]

(1.2)

Como se puede apreciar, la expresión del voltaje de salida en el modo discontinuo depende de más factores y es más compleja que el continuo y por lo tanto, en este proyecto se trabajará solamente en MCC. 10

MEMORIA DESCRIPTIVA 1.4.1.2 Conexión en cascada Dada la alta ganancia que se requiere para elevar 12 V a 350 V y por lo tanto, el elevado ciclo de trabajo al que debe trabajar el convertidor, se ha optado por utilizar la topología de dos convertidores boost en cascada, conectando la salida del primer boost con la entrada el segundo.

Figura 1.5. Conexión de dos boost en cascada. Al usar varias etapas, la ganancia total del convertidor se reparte equitativamente entre las diferentes etapas, siendo la ganancia de éstas la raíz cuadrada, en este caso, de la total. (1.3)

√

(1.4)

Así mismo, el ciclo de trabajo también se ve reducido:

(

) √

(1.5)

(1.6)

1.4.1.3 Análisis del convertidor Dada la complejidad del circuito, se utilizará la representación en espacio de estado para el análisis del boost cuadrático. Con esta representación se puede conocer y controlar la dinámica interna de un sistema y su respuesta. Las ventajas del espacio de estado son varias: permite el análisis de sistemas variantes e invariantes en el tiempo, lineales y no lineales, con múltiples entradas o salidas, con condiciones iniciales no nulas, etc. 11

MEMORIA DESCRIPTIVA Para aplicar este método es necesario elegir las variables de estado, que deben ser capaces de determinar la dinámica del sistema para todo el tiempo. Generalmente un sistema visto en espacio de estado tiene la siguiente representación [16]: ( ̇

)

(

)

(1.7)

Para realizar la representación en el espacio de estado se debe obtener la razón de cambio respecto al tiempo de cada variable de estado seleccionada. 1.4.1.3.1 Sistemas lineales invariantes En sistemas lineales invariantes en el tiempo, la ecuación (1.7) se transforma de la siguiente manera: ̇( ) ( )

( ) ( )

( ) ( )

 x1 (t )   a11 a12  x (t ) a a22  2    21        x (t ) a  n   n1 an 2

 a1n   x1 (t )   b11 b12  a2 n   x2 (t ) b21 b22                ann   xn (t ) bn1 bn 2

 y1 (t )   c11 c12  y (t )   c c22  2    21        y ( t )  c  p   p1 c p 2

 c1n   x1 (t )   d11 d12  c2 n   x2 (t )  d 21 d 22                c pn   xn (t ) d p1 d p 2

(1.8) (1.9)

 b1m   u1 (t )   b2 m   u2 (t )          bnm  um (t )  d1m   u1 (t )   d 2 m   u2 ( t )          d pm  um (t )

Donde el vector x representa las variables de estado y el vector u representa el control. 1.4.1.3.2 Sistemas de estructura variable Los sistemas de estructura variable, como los convertidores conmutados elevadores, se identifican por una topología variante en el tiempo, donde la acción del control es discontinua y la planta no lineal. Para facilitar el estudio del sistema y dado que no influye en las características de la señal requerida en este proyecto, el boost cuadrático constará solamente de dos topologías diferentes: ambos transistores estarán abiertos o cerrados al mismo tiempo. Éstos se pueden definir del modo siguiente [15]: ̇

{ (1.10)

12

MEMORIA DESCRIPTIVA 1.4.1.3.3 Modelo bilineal El modelo bilineal es un modelo detallado en tiempo que permite analizar los efectos transitorios así como la robustez ante variaciones de parámetros. Para obtener el modelo bilineal se desarrolla (1.10) de la siguiente forma: ̇

(

) ( [(

̇ ̇ ̇

(

) (

( )

( )

)

(

(

)

) ) )]

(1.11) (1.12) (1.13) (1.14)

Siendo: (1.15)

1.4.1.3.4 Modelo promediado El modelo promediado es una importante herramienta en el análisis de convertidores en electrónica de potencia, éste representa un circuito aproximado que permite analizar el comportamiento promedio local de las variables en régimen permanente y transitorio. El modelo promediado del convertidor se obtiene sumando el producto de las matrices de constantes del sistema en estado ON y OFF por su ciclo de trabajo: ̇( )

̅ ( )

( ) ̅ ( ) ̅ ( )

(1.16) (1.17)

Siendo: ̅ ̅ ̅

(

)

(1.18)

(

)

(1.19)

(

)

(1.20)

1.4.1.3.5 Linealización y transformada de Laplace Para analizar el sistema en el dominio frecuencial o determinar su estabilidad, se debe realizar la transformada de Laplace de los modelos anteriores, previamente linealizados. El proceso de linealización es una expansión de la serie de Taylor alrededor de un punto de operación o equilibrio, mediante el cual un sistema es aproximado a uno de primer orden. Por lo tanto, un modelo linealizado, conocido como modelo en pequeña señal, describe el comportamiento de un sistema ante pequeñas perturbaciones alrededor de un punto de operación [4]. 13

MEMORIA DESCRIPTIVA 1.4.2 Control del convertidor El control utilizado para el convertidor elevador será en modo deslizante (sliding mode control) como un tipo especial de sistema de estructura variable, en el cual la dinámica del sistema es atraída hacia una superficie en el espacio de estado conocida como superficie de deslizamiento S(x). Esta superficie es cualquier función del estado x que reduce a cero el error de regulación o seguimiento en régimen permanente [15]. En este caso, las superficies corresponden a los cambios de estructura del convertidor. La gran ventaja de este tipo de control es que cuando la dinámica del sistema en lazo cerrado se desliza sobre esta superficie, permanece insensible a variaciones en los parámetros de la planta y a las perturbaciones externas. Se puede considerar la superficie de la forma siguiente: ( )

(1.21)

Donde xi es una de las variables de estado del sistema y k una constante real, tal que en régimen permanente, xi llegue a ser k. La elección de S(x) es realizada por el diseñador, con el objetivo que el estado cumpla las especificaciones deseadas. Mientras que el control en modo deslizamiento se realizará analógicamente para una mayor facilidad de implementación, el lazo de control PI se hará digital ya que permite una fácil modificación y cambio del control, ausencia de ruido en su realización, así como la posibilidad de implementar diferentes protecciones. 1.4.2.1 Superficie de deslizamiento En un sistema de control, la propiedad que se busca es la existencia de modos deslizantes en las superficies de discontinuidad de la estructura. Si la trayectoria del sistema alcanza las proximidades a la superficie de deslizamiento en la que existe un modo deslizante, el movimiento ya no se alejará de la región excepto en sus fronteras.

Figura 1.6. Espacio de estados [15]. Puede verse que cuando la dinámica del sistema se encuentra por encima de la superficie de deslizamiento (S(x) > 0), ésta se encuentra descrita por ( ) y cuando la dinámica se encuentra por debajo de la región de deslizamiento (S(x) < 0), está descrita por ( ), de allí que el sistema sea de estructura variable. 14

MEMORIA DESCRIPTIVA Cuando un sistema se encuentra en modo deslizante, puede tener cualquier comportamiento dinámico, ya sea tender hacia un punto de equilibrio asintóticamente estable dentro de la superficie o seguir una trayectoria que lo lleve a abandonar la región de deslizamiento. Para que exista un modo deslizante en una superficie de discontinuidad entre dos estructuras, las trayectorias a ambos lados de la superficie deben dirigirse hacia la región de deslizamiento. Un convertidor de estructura básica se controla mediante un modo deslizamiento de acuerdo con la ley de control de la ecuación (1.21). ( ) ( )

(1.22) ( )

{ 

Si las trayectorias del sistema se encuentran por encima de la región de deslizamiento, el control conmuta a ( ) con lo cual la dinámica cambia a ( ) que debe llevar las trayectorias hacia S(x).



Si las trayectorias pasan por debajo de la región de deslizamiento, el sistema de control conmuta al valor ( ) con lo que la dinámica cambia a ( )

Para que un sistema se deslice sobre la superficie implica una frecuencia de conmutación infinita de la ley de control, cosa que es físicamente irrealizable. En la práctica, las trayectorias se alejan de S(x) = 0 hasta un umbral de conmutación debido que la frecuencia de conmutación es finita, convirtiéndose en un control con histéresis [15]. Esto hace que la ley de control se vea modificada de la siguiente forma: ( ) ( )

{

(1.23) ( )

La frecuencia de conmutación no permanece constante sino que varía al hacerlo la superficie. Los umbrales de conmutación de S(x) se escogerán para que la frecuencia de conmutación de los interruptores esté entorno a los 20 kHz. 1.4.2.2 Condición de invariancia y control equivalente ( ) 〈

(

(1.24) (1.25)

)〉

15

MEMORIA DESCRIPTIVA Idealmente, las trayectorias de estado se mueven por la superficie deslizante sin ninguna proporción de cambio en los valores coordinados de superficie (1.24). La condición (1.25) define el control equivalente ( ) como una ley de control de realimentación suave que idealmente restringe las trayectorias de estado hacia S(x), es un valor continuo que representa el valor medio del control discontinuo. Si se cumplen las condiciones (1.24) y (1.25), la dinámica del sistema permanece sobre la superficie de deslizamiento y no se escapa de ella. Si utilizamos la representación bilineal del convertidor (1.14) descrita anteriormente, una de las formas de obtener el control equivalente puede ser la siguiente: 〈

(

)

(

)

〉

(1.26)

Aislando ueq: ( (

〈 〈

)〉 )〉

(1.27)

1.4.2.3 Condición de transversalidad Para que exista el control equivalente debe cumplirse que: 〈

(

)〉

(1.28)

Lo que significa que no puede ser tangente a la superficie de conmutación y por lo tanto debe ser transverso a ella, esto se conoce como condición de transversalidad. Es necesario también, que el control equivalente esté acotado entre 0 y 1 y que la superficie contenga un punto de equilibrio. Entonces, con el signo de la función de conmutación adecuada, se puede crear una región de deslizamiento alrededor de dicho punto. 1.4.2.4 Dinámica Ideal y Estabilidad del Punto de Equilibrio Para calcular la dinámica ideal, hace falta aislar la variable de estado a controlar teniendo en cuenta (1.28) y evaluarlo en (1.29). Con todo esto se obtiene el vector de estado bajo condiciones de dinámica ideal. ( ) ( )

(1.29) (1.30)

Dado que la variable del sistema que se está controlando presenta una dinámica ideal nula, el orden del sistema n, pasa a ser de n-1. Para calcular el punto de equilibrio solo es necesario igualar a cero los términos del vector de dinámica ideal y aislar las variables de estado. Aunque exista un punto de equilibrio, el sistema puede no ser asintóticamente estable alrededor de este punto.

16

MEMORIA DESCRIPTIVA Para determinar su estabilidad, uno de los métodos utilizados puede ser la linealización del sistema original con el control equivalente mediante Taylor alrededor del punto de equilibrio y verificar la estabilidad local. 1.4.3 Inversor Los inversores son convertidores de energía que transforman la corriente continua en corriente alterna, regulando la tensión, la frecuencia o bien ambas. De este modo los inversores transfieren potencia desde una fuente de continua a una carga de alterna. El inversor utilizado será monofásico ya que la señal requerida es de una sola fase, las configuraciones típicas de estos inversores son en medio puente y en puente completo. En este caso se requiere del puente completo ya que la tensión de pico de la señal de salida (311 V) será mayor que la mitad de la de entrada (175 V) y que la configuración en medio puente no puede sobrepasar. El puente completo está formado por cuatro interruptores de potencia totalmente controlados, típicamente transistores MOSFETs o IGBTs.

Figura 1.7. Estructura básica de un puente inversor completo [13].

1.4.3.1 Funcionamiento del puente El funcionamiento de éstos consiste en aplicar a la salida una tensión formada por la sucesión de ondas rectangulares de amplitud igual a la tensión de alimentación de la entrada y duración variable. Así pues, la tensión de salida puede ser dependiendo del estado de los interruptores. La siguiente figura muestra algunas de las posibles configuraciones de éstos.

17

MEMORIA DESCRIPTIVA

Figura 1.8. Circuitos equivalentes del inversor: (a) (c)(d)

; (b)

;

[13].

Hay que tener en cuenta que los interruptores de las mismas ramas no deben estar cerrados al mismo tiempo pues sino se produce un cortocircuito en la fuente de continua. 1.4.3.2 Blanking time Los interruptores reales no se abren y se cierran instantáneamente, por tanto hay que prestar atención a los tiempos de conmutación al diseñar el control de éstos. El solapamiento de los tiempos de conducción de los interruptores resultaría en un circuito denominado fallo de solapamiento en la fuente de tensión continua. El tiempo permitido para la conmutación se denomina tiempo muerto o blanking time. 1.4.3.3 Carga inductiva Cuando una carga es puramente resistiva, la forma de onda de la corriente y la tensión son iguales pero en una carga inductiva se requieren ciertas consideraciones a la hora de diseñar los interruptores del inversor, ya que las corrientes de los interruptores se hacen negativas como puede verse en la Figura 1.9.

Figura 1.9. Formas de onda del inversor con carga inductiva. 18

MEMORIA DESCRIPTIVA Si la carga tiene una cierta componente inductiva, es necesario añadir diodos en anti paralelo con los transistores de potencia para permitir la circulación de corriente de la carga cuando se abren todos los transistores. Si no se añaden diodos, se crean grandes sobretensiones debido al corte instantáneo de la corriente por la inductancia de la carga.

Figura 1.10. Puente inversor con interruptores bidireccionales. En el caso de utilizar MOSFETs estos ya tienen por defecto un diodo parasito y no es necesario añadir otro.

1.4.3.4 Filtro de salida Es necesario el diseño de un filtro para eliminar las componentes armónicas no deseadas, intercalando una impedancia de valor elevado de cara a las frecuencias que deseamos eliminar. En la elección y cálculo del mismo se han de tener en cuenta aspectos como carga a alimentar, frecuencias que se desean eliminar, tipo de control que se realiza del inversor, etc. En algunos casos, puede emplearse la propia carga como filtro; es el caso por ejemplo en el que la carga sea un motor. De todas las configuraciones de filtros, las más habituales para los inversores son las configuraciones en L, cuyo esquema general se muestra en la Figura 1.11.

Figura 1.11. Topología común de filtros para inversores PWM. La expresión genérica de los filtros de segundo orden es la siguiente [17]: ( )

(1.31) 19

MEMORIA DESCRIPTIVA Donde es la frecuencia natural y de corte del sistema, a partir de la cual empieza a atenuarse la magnitud y es el factor de amortiguación que indica el nivel de sobre pico en la frecuencia de corte. El filtro utilizado en este puente será un filtro LCR que consiste en una inductancia serie, un condensador paralelo y la resistencia de carga. Es un filtro de diseño sencillo aunque tiene el inconveniente que atenúa también la frecuencia fundamental: en la bobina serie se pierde tensión de la componente fundamental y por el condensador paralelo circula corriente correspondiente a dicha componente. La expresión del filtro LCR es la siguiente: ( )

(1.32)

1.4.4 Control del inversor El control del inversor consiste en utilizar la Modulación por Ancho de Pulso o Pulse-Width Modulation (PWM) para las señales de los transistores y un control preventivo para las posibles variaciones de la tensión de entrada. 1.4.4.1 Modulación por Ancho de Pulso (PWM) La idea básica de la modulación por ancho de pulso es comparar una tensión de referencia de baja frecuencia proporcional a la de la tensión de salida deseada, senoidal en este caso, con una señal triangular simétrica de alta frecuencia que determina la velocidad de conmutación. La frecuencia de la onda triangular, llamada portadora, debe ser al menos 20 veces superior a la máxima frecuencia de la onda de referencia para que se obtenga una reproducción aceptable de la forma de onda sobre una carga, después de ser filtrada. El resultado de dicha comparación será una señal rectangular a la misma frecuencia que la triangular que nos generará el ciclo de trabajo y la lógica para abrir y cerrar los semiconductores de potencia [13]. La figura muestra la modulación de una onda senoidal, produciendo en la salida una tensión con dos niveles, cuya frecuencia es la de la onda triangular.

Figura 1.12. Generación de una señal PWM bipolar [13]. Para la implementación digital del PWM, se guardará en un vector los ciclos de trabajo resultantes de la comparación para generar la onda rectangular de control directamente. 20

MEMORIA DESCRIPTIVA 1.4.4.2 Control PWM unipolar Para los inversores monofásicos en puente completo podemos distinguir dos esquemas básicos de control por PWM: bipolar y unipolar. Por estos términos se entenderá como varía la tensión aplicada al conjunto rectificador-carga. 

En el caso bipolar, la tensión oscilará entre el valor máximo de la tensión de entrada y el mismo valor negativo (+Vcc, -Vcc).

Figura 1.13. Señales de salida del control bipolar. 

En el caso unipolar, para cada ciclo de conmutación, la tensión variará entre el valor +Vcc y 0 o bien entre –Vcc y 0, dependiendo de en qué semiciclo de la onda moduladora nos encontremos.

Figura 1.14. Señales de salida del control unipolar. 21

MEMORIA DESCRIPTIVA La ventaja principal de la configuración unipolar es la reducción de los armónicos en la señal se salida y menos pérdidas de conmutación. Como inconveniente, puede aparecer distorsión de cruce y además esta configuración requiere de dos señales distintas de control, pero como estará realizado mediante un dsPIC, el aumento de señales no dificulta su diseño. La estrategia utilizada en la conmutación del puente será alternar la conmutación de cada par de transistores en cada semiciclo de 50 Hz, trabajando solamente un par de transistores a la vez.

S1

Boost Cuadrático

↶

S3

↷

S2

C

L

RL

S4

Figura 1.15. Transistores S1 (OFF), S4 (ON) sin conmutar y S2, S3 conmutando durante un semiciclo negativo.

↷S1 Boost Cuadrático

S3 C

L

RL

S4

↶

S2

Figura 1.16. Transistores S2 (ON), S3 (OFF) sin conmutar y S1, S4 conmutando durante el semiciclo positivo.

22

MEMORIA DESCRIPTIVA 1.4.4.3 Feedforward El control feedforward o consiste en detectar las perturbaciones en la entrada de la planta y aplicar una corrección en la señal, antes que la salida se vea afectada, anticipándose al error de señal. Si la tensión de salida del boost o entrada del inversor es mayor a la de consigna, se disminuye el ciclo de trabajo de los transistores activos del puente para que a la salida se mantenga el mismo valor útil, en cambio, si la tensión del boost disminuye, el ciclo de trabajo debe aumentar en la misma proporción. Este control es sencillo y de fácil implementación, no obstante, como limitación tiene que no cambia las características de estabilidad de la planta. Si la planta es estable en lazo abierto, cuando se aplique control, permanecerá estable, si por el contrario la planta es inestable, la aplicación de control feedforward puro no podrá, normalmente, estabilizar la planta si fuese necesario. Esto se debe a que, el esquema de control feedforward no utiliza información de la variable controlada, no existe retroalimentación hacia el controlador del valor de dicha variable a diferencia del feedback.

Figura 1.17. Diagramas de los controladores feedforward y feedback. Puesto que el puente inversor es un circuito estable en lazo abierto, dicha limitación no afecta a esta aplicación.

23

MEMORIA DE CÁLCULO

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020 2. MEMORIA DE CÁLCULO

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

24

MEMORIA DE CÁLCULO

2

MEMORIA DE CÁLCULO

2.1 Boost cuadrático 2.1.1 Bobinas El tamaño de las bobinas se calculará conforme el rizado de la corriente de cada etapa del boost cuadrático. Las exigencias de rizado de corriente en ambas bobinas son de un máximo de 50% de su valor medio. El ciclo de trabajo según (1.6) para ambos transistores es:

√

(

)

(2.1)

La fórmula utilizada para su cálculo es la de un boost convencional ya que cada etapa se puede analizar por separado [8]:

(2.2)

Figura 2.1. Esquema de un convertidor boost cuadrático.

25

MEMORIA DE CÁLCULO 2.1.1.1 Bobina 1 La tensión de entrada del primer boost es el de la fuente: (2.3) La corriente de la primera bobina es la corriente de la entrada, el rizado pico-pico será la mitad que ésta: (2.4) (2.5) El valor mínimo de la bobina, para una frecuencia de conmutación de 20 kHz es el siguiente: (2.6)

El valor final escogido para la primera bobina es de

.

2.1.1.2 Bobina 2 La tensión de entrada del segundo boost es la tensión de la fuente por la ganancia del primer boost: √

(2.7)

La corriente de la segunda bobina se puede obtener dividiendo la potencia entre tensión de entrada del segundo boost: (2.8)

(2.9) Según los cálculos anteriores, el valor mínimo de la bobina es el siguiente: (2.10)

El valor final escogido para la segunda bobina es de

26

.

MEMORIA DE CÁLCULO 2.1.2 Condensadores Las exigencias de rizado de tensión para el primer condensador serán de un máximo del 10% mientras que para el segundo será solamente del 1% de su valor medio. La fórmula utilizada para su cálculo es la de un boost convencional, pudiéndose analizar cada etapa por separado [8]: (2.11)

2.1.2.1 Condensador 1 La tensión de salida del primer boost es la tensión de la fuente por su ganancia: √

(2.12) (2.13)

La corriente de salida del primer boost se puede obtener dividiendo la potencia entre la tensión de salida: (2.14)

Sustituyendo valores, el valor mínimo del condensador será el siguiente: (2.15)

El valor final elegido ha sido de realizado mediante dos condensadores electrolíticos de . En un principio se iban a utilizar condensadores cerámicos de menor capacidad pero debido a un error por parte de la empresa suministradora, se ha tenido que utilizar solamente electrolíticos.

27

MEMORIA DE CÁLCULO 2.1.2.2 Condensador 2 La tensión de salida exigida del segundo boost es de: (2.16) (2.17) La corriente de salida será: (2.18)

El tamaño mínimo del segundo condensador ha de ser: (2.19)

Para asegurar un rizado mínimo en la salida, evitando perturbar al inversor y minimizar las perturbaciones realizadas por éste, el valor del condensador escogido ha sido de , realizado mediante la asociación en paralelo de dos electrolíticos y , uno cerámico de y uno de película de polipropileno de 4.7 . Ese valor 37 uF es casi 10 mayor de lo previsto pero incluso con esta capacidad, se tiene un rizado de 3 Vpp, ver Figura 4.9. Esto se debe al alto valor de la resistencia serie de los condensadores comerciales, y además la fórmula (2.19) es válida solo para condensadores ideales sin resistencia parásita.

2.1.2.3 Condensador de entrada Se ha colocado un condensador electrolítico de 1000 μF en conjunto con uno cerámico de 10 μF en la entrada del convertidor para minimizar las posibles perturbaciones que pueda ocasionar el convertidor a la fuente de alimentación.

2.1.3 Transistores Los interruptores usados serán transistores MOSFET de potencia de canal N. La selección de los MOSFET se ha basado en los siguientes requisitos: -

Una tensión drenador-surtidor (VDS) capaz de bloquear la tensión de salida requerida y sus sobrepicos en régimen transitorio.

-

Capaz de soportar la corriente requerida en el drenador (ID).

-

Una resistencia interna (RDS) pequeña para tener pocas perdidas en conducción.

-

Tiempos de cambio de estado rápidos para tener pocas pérdidas de conmutación.

28

MEMORIA DE CÁLCULO 2.1.3.1 MOSFET 1 El MOSFET seleccionado es el IRFP4110PBF, con los siguientes parámetros:

VDS

100 V

ID (25ºC)

120 A

RDS(ON)

4.5 mΩ

VGS

20 V

TRise

67 ns

TFall

88 ns

Tdelay_ON

25 ns

Tdelay_OFF

78 ns

Ciss

9620 pF

Coss

670 pF

Tabla 1. Parámetros del primer MOSFET. Las pérdidas de conducción de los transistores y de conmutación de interruptores con carga inductiva se pueden calcular mediante las siguientes fórmulas [8]:

(

(2.20)

)

(

)

(2.21)

Para este MOSFET, las pérdidas son las siguientes: (2.22)

(2.23) Las pérdidas totales en el MOSFET son: (2.24)

29

MEMORIA DE CÁLCULO 2.1.3.2 MOSFET 2 El MOSFET seleccionado es el IPW60R041C6, con los siguientes parámetros: VDS

650 V

ID (25ºC)

77.5 A

RDS(ON)

41 mΩ

VGS

20 V

TRise

10 ns

TFall

7 ns

Tdelay_ON

23 ns

Tdelay_OFF

130 ns

Ciss

6530 pF

Coss

360 pF

Tabla 2. Parámetros del segundo MOSFET. Las pérdidas del segundo MOSFET en el punto de trabajo requerido son: (2.25) (2.26) Las pérdidas totales en el MOSFET son: (2.27)

2.1.4 Diodos En la elección de los diodos se ha tenido en cuenta los siguientes parámetros: -

Capaz de bloquear la tensión del convertidor y sus sobrepicos transitorios.

-

Capaz de soportar la corriente de trabajo del convertidor.

-

Una tensión umbral (VF) pequeña para un menor calentamiento del componente y menores pérdidas en conducción.

-

Rapidez de conmutación para trabajar en altas frecuencias, para tener pocas pérdidas de conmutación.

30

MEMORIA DE CÁLCULO 2.1.4.1 Diodo 1 Se ha escogido el MBR30H100CTG capaz de conducir corrientes de hasta 30 A, bloquear tensiones de 100 V y con una caída de tensión en conducción máxima de 930 mV. Este diodo es de tipo Schottky, que a diferencia de los bipolares, no tiene tiempo de recuperación, haciendo que su tiempo de respuesta sea muy rápida, alrededor de 100 ps o 10 ns en diodos de alta potencia. La calcular las pérdidas en conducción de los diodos se utiliza (2.28) mientras que para las de conmutación sigue siendo (2.21) ya que es el mismo tipo de carga. (

)

(2.28)

)

(2.29)

Las pérdidas del primer diodo son: (

(2.30) Siendo las pérdidas totales: (2.31)

2.1.4.2 Diodo 2 Se ha escogido el 8ETX06FPPBF, capaz de conducir hasta 8 A, bloquear 600 V y una tensión umbral máxima de 3 V. Este diodo está catalogado como ultrarrápido y por lo tanto tiene un tiempo de recuperación bastante bajo, de 16 ns, a pesar de no ser Schottky. Las pérdidas del segundo diodo son las siguientes: (

)

(2.32)

(2.33) Sumando ambas pérdidas: (2.34)

31

MEMORIA DE CÁLCULO 2.1.5 Disipador Aun sin llegar a la temperatura máxima soportable por los interruptores, la temperatura alcanzada podría afectar al funcionamiento de los elementos cercanos, por lo tanto se ha decidido colocar un disipador grande para toda la placa del boost con una resistencia térmica de 1 ºC/W para asegurar una baja temperatura. El disipador utilizado venia prefijado desde el principio. Dado que se utilizará un único disipador para los cuatro interruptores, se ha de colocar entre éstos un aislante eléctrico y conductor térmico, su resistencia térmica es de 0.28 ºC/W.

Tmax (ºC) Rjunction-case (ºC/W) Rjunction-ambient (ºC/W) Pperdida (W)

MOSFET 1

MOSFET 2

Diodo 1

Diodo 2

175

150

175

175

0.402

0.26

2

4.3

40

62

60

70

1.648

1.052

1.487

0.943

Tabla 3. Características de los diferentes interruptores. Teniendo en cuenta una temperatura ambiente de 25 ºC y sumando las potencias calculadas anteriormente, la temperatura alcanzada en el disipador es de: (2.35) Una vez comprobada que la temperatura del disipador presenta un valor muy aceptable, se procede a verificar que las temperaturas de las uniones de los diferentes interruptores no superen las máximas indicadas en la hoja de características. (

)

(2.36)

Aplicando (2.36) las temperaturas de las uniones en los dispositivos son: (

)

(2.37)

(

)

(2.38)

(

)

(

)

(2.39) (2.40)

2.1.6 Sensado de corriente Para el sensado de corriente se usará el sensor LEM LA25 de efecto Hall ya que aísla el circuito de potencia con el de control y da en la salida una señal de corriente proporcional y reducida a la de la entrada. Mediante una resistencia obtendremos una tensión proporcional a la corriente de salida. La resistencia de medida (RM) recomendada por el fabricante es de 100-320 Ω.

32

MEMORIA DE CÁLCULO Este sensor es capaz de medir corrientes de ±35 A, se tiene que alimentar simétricamente a ±15 V y posee un ancho de banda de 150 kHz, suficiente para nuestra aplicación. En la siguiente tabla se puede ver el número de vueltas que se pueden dar al bobinado primario y las características del sensor según éstas:

Tabla 4. Características según las vueltas del bobinado [12]. Puesto que la corriente media a sensar es de 8.333 A, la configuracion usada será de 2 vueltas en el primario para tener una resolucion adecuada sin que se llegue a perder ningun valor en caso de aumento de corriente. Aunque la corriente nominal de trabajo con 3 vueltas se acerca mas a la del boost, se ha considerado que la corriente máxima es demasiado justa. La resistencia RM usada sera de 100 Ω para tener una tensión a escala 1:4 de la corriente. IL1 entrada sensor

IL1 salida sensor

“IL1” entrada comparadores

Nominal

12 A

24 mA

2.4 V

Máxima

18 A

36 mA

3.6 V

Tabla 5. Conversion de magnitudes de la corriente sensada.

2.1.7 Sensado de tensión En el sensado de tensión se usará un divisor de tensión con una ganancia 1/100. Para ello se utilizarán resistencias de montaje superficial de 430 kΩ, 560 kΩ y 10 kΩ capaces de soportar una potencia máxima de 0.25 W.

33

MEMORIA DE CÁLCULO

+

Boost Cuadrático

460 kΩ

350 V 530 kΩ -

10 kΩ

+ 3.5 V -

Figura 2.2. Esquema del divisor de tensión de la etapa de sensado. La potencia nominal de trabajo que soportarán las resistencias es la siguiente:

(2.41)

2.1.8 Drivers Los Drivers utilizados en ambos transistores son el MCP1407A con una alimentación de 4.5 V a 18 V según la tensión requerida en la salida. El montaje circuital del driver es el siguiente:

Figura 2.3. Montaje circuital de drivers de MOSFETS.

34

MEMORIA DE CÁLCULO Características del montaje: -

Se alimentará el driver a +15 V para tener una tensión de disparo del MOSFET de dicho valor.

-

Se colocarán condensadores de desacoplo para filtrar las posibles perturbaciones y mantener la alimentación del driver a +15 V frente a la caída de tensión del conductor.

-

En la puerta del MOSFET se añadirá un diodo Zener (D3) de 16 V que lo protegerá de sobretensiones y una resistencia (R5) de 10 kΩ para ayudar a descargar la puerta del transistor en OFF.

-

Se colocará entre la salida del driver y la puerta del transistor una resistencia (R4) de 3.3 Ω para el primer MOSFET, y una de 2.2 Ω para el segundo. De esta forma se establecerá la misma constante de tiempo de activación adecuada para ambos.

2.1.9 Análisis del boost cuadrático 2.1.9.1 Topología ON En este estado, el inductor L1 va almacenando energía de la entrada, L2 se alimenta de la energía cedida por C1; y C2 la cede a la carga de salida. L1

Vin

L2

C1

C2

RL

Figura 2.4. Convertidor con los MOSFETs cerrados. Si se analiza el circuito se obtiene que: (2.42) (2.43) (2.44) (2.45)

35

MEMORIA DE CÁLCULO Representándolo de forma matricial según (1.10): ̇

(2.46)

[

(2.47)

] [ ]

[

]

[

]

(2.48) [

] [

]

(2.49)

2.1.9.2 Topología OFF El inductor L1 cede energía la C1 y L2 mientras que L2 la cede en C2 y a la carga. L1

Vin

L2

C1

C2

RL

Figura 2.5. Convertidor con los MOSFETs abiertos. Si se analiza el circuito se obtiene que: (2.50) (2.51) (2.52) (2.53)

36

MEMORIA DE CÁLCULO Representándolo de forma matricial según (10): ̇

(2.54)

[

]

(2.55) [ ]

[

]

[

]

(2.56) [

] [

]

(2.57)

2.1.9.3 Modelo promediado A partir de los modelos en ON y OFF se puede escribir el modelo promediado: ̇

(

[

))]

[

( (

[

)]

)]

(2.58) (2.59)

2.1.9.4 Modelo promediado en pequeña señal Para el análisis del punto de trabajo, se sustituyen las variables por sus modelos en pequeña señal:

̇

(

̃

(2.60)

̃

(2.61)

̃

(2.62)

̃

(2.63) ̇

̃)

Dado que derivada de una constante es nula ( ̇ ̇

̃̇

(2.64)

̃̇

): (2.65)

37

MEMORIA DE CÁLCULO De este modo, el modelo promediado en pequeña señal queda de la siguiente forma: ̃̇

[

̃)

( [

(

[

̃

̃ )] ( (

( ̃) ̃)

(

̃) ̃ )] (

(2.66) ̃ )

̃ )] (

(

̃)

(2.67)

Desarrollándolos se obtiene: ̃̇

̃

̃

̃ ̃̃ ̃

̃

̃

̃̃

̃ ̃

̃

̃̃

̃

̃̃ ̃

̃

̃̃

̃

̃

(2.68)

̃

̃

̃̃

(2.69)

Los elementos con dos términos de perturbación o con dos términos en el punto de trabajo se pueden considerar nulos, quedando (2.65) y (2.66) de la forma siguiente: ̃̇

(

[

)] ̃

[

(

[

̃

]̃

[

]̃

[

(2.70)

)] ̃

(

)] ̃

]̃

[

(2.71)

Teniendo en cuenta: ̅ ̅ ̅

[

(

)]

(2.72)

[

(

)]

(2.73)

[

(

)]

(2.74)

Se obtiene el modelo promediado en pequeña señal: ̃̇

̅̃

]̃

[ ̃

̅̃

]̃

[ [

]̃

38

̅̃

(2.75) (2.76)

MEMORIA DE CÁLCULO 2.1.9.5 Transformada de Laplace Para la obtención de las funciones de transferencia del convertidor se procede a realizar la transformada de Laplace de 2.72 y 2.73. ̃( )

̅]

[ ̅[

]̃ ( )

[[

]̃ ( )

̅ ̃ ( )]

]̃ ( )

(2.77)

̅ ̃ ( )]

(2.78)

Función de transferencia salida/ciclo de trabajo, sin variaciones en la entrada ( y teniendo en cuenta que Bon=Boff , Con=Coff y condiciones iniciales nulas:

)

̃( )

̅]

]̃ ( )

[

[[

[

]̃ ( )

[

2.1.9.6 Funciones de transferencia 

̃( ) ̃( )

̅ [

̅]

[

]

(2.79)

Tras realizar multiplicar las matrices, se puede poner la función del siguiente modo: ̃( ) ̃( ) 

(

(2.80)

)

Función de transferencia salida/entrada, sin variaciones en el ciclo de trabajo ( ̃ ( ) ) y teniendo en cuenta que y y condiciones iniciales nulas: ̃( ) ̃ ( )

̅ [

̅]

(2.82)

̅

Donde: ( (

)

(

) (

) (

(

)

) (

)

) (2.81)

39

MEMORIA DE CÁLCULO 2.1.9.7 Estudio de la estabilidad Para estudiar la estabilidad del sistema, se aplicará el criterio de Routh sobre el denominador de la planta: (

) (

(

)

(

)

(

)

(

)

) (

)

(2.85)

Analizando la primera columna, se observa que la planta es estable siempre que los valores de los componentes y la carga sean mayores que cero y que el convertidor trabaje como elevador.

40

MEMORIA DE CÁLCULO

2.2 Control en modo deslizante para el convertidor 2.2.1 Estudio del control deslizante Para el estudio del control en modo deslizante, se seguirán los siguientes pasos: 1. Elección de una superficie de deslizamiento. 2. Comprobación de la existencia de un modo de deslizamiento en torno a la superficie de conmutación mediante la condición de transversalidad. 3. Obtención del control equivalente. 4. Obtención de la dinámica de deslizamiento ideal del sistema entorno a la superficie de conmutación, a partir de las condiciones de invarianza. 6. Obtención del punto de equilibrio de la dinámica de deslizamiento ideal. 7. Comprobación de la estabilidad de la dinámica linealizándola en torno al punto de equilibrio. 2.2.1.1 Elección de una superficie Si bien la superficie de deslizamiento real utilizada en el sistema es: ( )

(

(

)

∫(

))

(2.86)

Debido a que el valor de k es generado mediante la diferencia entre la tensión de salida y la de referencia, como se puede apreciar en la siguiente figura.

Figura 2.8. Esquema de control del boost cuadrático. En el estudio de la estabilidad del control sobre el sistema, normalmente se considera k como constante ya que la dinámica del lazo de tensión es muy lenta respecto al de corriente. Esto es, la tensión de referencia Vref es fija y la variación de Vout es relativamente baja frente a la de IL1 y el error que se comete considerando k constante es mínimo. En este análisis, se ha decidido obtener la función de transferencia que relaciona la salida con la k y por lo tanto no se la ha considerado constante.

41

MEMORIA DE CÁLCULO 2.2.1.2 Obtención del modelo bilineal Mediante los modelos ON y OFF del convertidor, se obtiene el modelo bilineal del convertidor: ( ̇

)

(

)

(2.87) (2.88) (2.89) (2.90) (2.91)

2.2.1.3 Existencia de deslizamiento Para comprobar que el sistema tiende a la superficie de deslizamiento es necesario comprobar la condición de transversalidad: 〈

(

)〉

(2.92)

Siendo el gradiente del convertidor: [

]

[

(2.93)

]

Se obtiene:

〈

(

)〉

[

]

(2.94)

[ La condición de transversalidad se cumple siempre que esta condición se cumple.

42

] . Dado que

MEMORIA DE CÁLCULO 2.2.1.4 Obtención del control equivalente Una vez cumplida la condición de transversalidad, se ha optado por obtener el control equivalente a partir de (2.82): ( )

(2.95)

( ) (2.96) ̇ (2.97) ̇ (2.98)

2.2.1.5 Dinámica de deslizamiento ideal Sustituyendo la expresión de la variable de estado por el valor adoptado bajo condiciones de dinámica ideal y la variable de control por el control equivalente se obtiene la dinámica de deslizamiento ideal. Dado que ésta se determina mediante la ley de control, este sistema de orden cuatro pasará a ser de orden tres: (

(2.99)

)

(

)

(2.100)

)

(2.101)

( 2.2.1.6 Variables en el punto de equilibrio

Para calcular las variables en el punto de equilibrio, sin tener en cuenta el rizado, se ha considerado que las variables de estado y la superficie de deslizamiento tienen valores constantes, siendo sus derivadas nulas: (2.102)

(

(2.103)

)

( (

43

)

(2.104)

)

(2.105)

MEMORIA DE CÁLCULO Sustituyendo valores, las variables en el punto de equilibrio son: (2.106) √

(2.107) (2.108)

√

(2.109)

2.2.1.7 Linealización de las ecuaciones Sustituyendo ueq en las ecuaciones de estado: ̇ (2.110) ̇ (2.111) ̇ (2.112)

Se realiza una aproximación lineal formada por las derivadas parciales de las funciones anteriores: (2.113) ̇

(2.114) ̇

(2.115) ̇

Siendo: |

|

|

̇

|

|

|

|

44

̇

|

|

MEMORIA DE CÁLCULO |

| ̇

|

|

|

|

(2.116) 2.2.1.8 Transformada de Laplace Se realiza la transformada de Laplace del sistema de ecuaciones linealizado: ( )

( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

(2.117) (2.118)

( )

( )

(2.119)

Desarrollando el sistema de ecuaciones anterior, se obtiene la función (2.120): ( ) [ ( ) [

(

(

( ) [

)

]

) (

( )

)] (

)]

(2.120)

Donde:

(

)

(

)

(2.121)

2.2.1.9 Funciones de transferencia Sustituyendo los valores numéricamente, se obtiene, mediante Matlab, las siguientes funciones de transferencia: 

Función de transferencia salida/k ( ) ( )

(2.122)

45

MEMORIA DE CÁLCULO

Figura 2.9. Diagrama de Bode salida/k. 

Función de transferencia salida/entrada

( ) ( ) (2.123)

Figura 2.10. Diagrama de Bode salida/entrada. Las funciones de transferencia se han obtenido mediante la sustitución de valores en el Matlab, éstos son realmente de un orden menor del que se muestran (2.122) y (2.123) ya que en cada función hay una superposición de un polo y un cero.

46

MEMORIA DE CÁLCULO No obstante, la representación de los diagramas está realizada correctamente y se puede apreciar unos amplios márgenes de fase de 75º y 79º que aseguran una estabilización con pocas oscilaciones. Siendo la mitad de la frecuencia de conmutación aproximadamente de 10 kHz (63000 rad/s), las representaciones anteriores son válidas para todas las frecuencias mostradas. 2.2.1.10

Estabilidad

Aplicando el criterio de Routh al denominador de la planta, se puede comprobar que todos los elementos de la primera columna son positivos, indicando que no hay polos en el semiplano derecho y que, por lo tanto, el sistema de control con la ley de control y el punto de trabajo escogido es estable.

(1.124)

2.2.1.11

Discretización del control PI

Como se ha explicado anteriormente, la corriente de la primera bobina (IL1) se deslizará siguiendo la referencia de corriente, la cual se creará mediante un lazo PI a partir del error de tensión de salida, esto es la diferencia entre la tensión de salida del boost cuadrático y la de consigna. Para realizar un control PI digital, se necesita poner la expresión del controlador como ecuación de diferencias en el dominio temporal. Siendo el control PI en dominio s de la siguiente forma: (2.125) Se utilizará la aproximacion de Tustin (2.126) para pasarlo al dominio z: (2.126) (

)

(

) (2.127)

Se desarrolla el controlador hasta obtener la expresion como ecuacion de diferencias: ( ) ( ) ( ) (

)

(2.128) ( ) ( 47

)

(2.129)

MEMORIA DE CÁLCULO ( )

( )

( )

( )

(2.130)

( )

( )

( )

( )

(2.131)

( )

( )

( )

( )

(2.132)

Transformada z inversa: ( )

(

)

( )

(

)

(2.133)

( )

(

)

( )

(

)

(2.134)

Se deduce de (2.134) que los parametros minimos que se deben conocer para realizar el control PI de una forma correcta son los errores de tensión de salida actual y anterior, y el valor de la referencia de corriente en el ciclo anterior. 2.2.2 Programación del control mediante el dsPIC30F2020 Se ha escogido el microcontrolador dsPIC30F2020 de la marca Microchip por disponer de varios módulos PWM avanzados capaces de generar los diferentes ciclos de trabajo para el convertidor y el inversor, al menos dos comparadores analógicos para implementar el control deslizante continuo y un convertidor analógico digital (CAD) capaz de realizar conversiones a una elevada frecuencia. En la figura siguiente se puede ver el encapsulado escogido y las diferentes configuraciones de sus pines.

Figura 2.11. Diagrama de pines del dsPIC30F2020 [10]. A continuación se detallan los diferentes módulos utilizados, así como su programación y lógica de funcionamiento. 2.2.2.1 Convertidor Analógico/Digital El convertidor A/D muestreará la tension de salida del boost cada 50 μs, previo paso por un divisor de tension que adapta y reduce la tension en un factor 100. Para optimizar los recursos, el tiempo de disparo no está controlado por un contador interno sino por el PMW 2, utilizado para el puente inversor.

48

MEMORIA DE CÁLCULO Se trabajará con fraccionales ya que la diferencia de magnitudes entre los valores sensados y las constantes de control requieren el uso de números decimales, y las operaciones en coma flotante gastan mucho tiempo de ejecución. Los números fraccionales en el dsPIC30f2020 son cifras de 10 bits, 1 bit de signo y 9 de magnitud que comprenden valores entre 1 y -1. Tal como se ve en la figura siguiente, el dato de la conversión está situado en las primeras 10 cifras más significativas del registro ADCBUF0.

Figura 2.12. Presentación de los datos del ADC según el modo de trabajo [10]. La operación ejercida para la obtención de un número fraccionario se describe de la siguiente forma: (2.135) A continuación se ha puesto un ejemplo de la obtención de números fraccionarios realizados con cuatro bits. Signo

/2

/4

/8

Fraccionario

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

0 0,125 0,25 0,375 0,5 0,625 0,75 0,875 -1 -0,875 -0,75 -0,625 -0,5 -0,375 -0,25 -0,125

Tabla 6. Números fraccionarios de 3 bits de magnitud y 1 de signo. 49

MEMORIA DE CÁLCULO Al finalizar una conversión, el CAD genera una interrupción que llama a una rutina de servicio a la interrupción (RSI), donde se implementa el control PI. Para realizar la suma de productos del control en fraccionario se hará uso de la función VectorDotProduct() predefinida en la librería dsp.h [11]. Pasados dos punteros de vector y un valor entero n, dicha función va realizando el sumatorio del producto de los elementos de los vectores desde uno hasta n. ∑

()

()

(2.136)

Se ha puesto una limitación del valor máximo que puede alcanzar la corriente de referencia, haciendo que el valor computado de Iref no pueda superar al valor establecido de Imax. Si la Iref toma valores por debajo del ancho de histéresis, este último también se reduce para que la superficie permanezca centrada en Iref: el límite inferior de la superficie adquiere un valor mínimo positivo y el límite superior se adecua para que sea equidistante. Si la Iref baja de un valor mínimo, se apaga el convertidor para evitar un mal funcionamiento. La imagen siguiente ilustra los diferentes comportamientos de la superficie de deslizamiento.

Figura 2.13. Comportamiento de la superficie de deslizamiento en regiones límites.

50

MEMORIA DE CÁLCULO 2.2.2.2 Comparadores analógicos Para implementar el sliding se hará uso de los comparadores analógicos integrados en el dsPIC30f2020.

Figura 2.14. Esquema de un módulo comparador del dsPIC [10]. Los comparadores utilizados serán el CMP1 y CMP2 que se configurarán de modo que sus bornes positivos se conecten al mismo pin de entrada del micro controlador, el pin utilizado es el 4. Sus bornes negativos tomarán referencias internas con valores comprendidos entre 0 y 2.5 V dependiendo del valor que se coloque en los registros CMPDACx de 10 bits. El CMP1 controlará el límite superior de corriente, el CMP2 controlará el límite inferior y tendrá su salida negada. Al ponerse a nivel alto la salida del comparador 1, activará el modo Current Limit del PWM1 y al ponerse a nivel alto la salida del comparador 2, activará el modo Fault, estos modos realizarán el deslizamiento de la superficie. 2.2.2.3 Módulo PWM El módulo escogido para realizar el control del boost será el PWM1, que no funcionará como tal sino que se configurará para que actúe como un biestable SR tal que al entrar en el modo Current Limit, sus pines de salida se verán forzadas a estar a nivel alto y se resetearan al entrar en modo Fault. Tal como se puede ver en las figuras, los comparadores seleccionados mediante los registros CLSRC y FLTSRC forzarán a los pones de salida del PWM1 a los valores de CLDAT y FLTDAT, dichos registros contienen ‘1’ y ‘0’ respectivamente.

51

MEMORIA DE CÁLCULO

Figura 2.15. Esquema de un módulo generador de PWM en modo Current Limit [10].

Figura 2.16. Esquema de un módulo generador de PWM en modo Fault [10]. Para evitar que el generador de PWM resetee los valores de los pines en cada ciclo y trabaje síncronamente, se ha configurado su periodo y para que sea mucho mayor de 50 μs.

52

MEMORIA DE CÁLCULO

2.3 Puente inversor completo 2.3.1 Transistores Los cuatro interruptores utilizados en el puente inversor son transistores MOSFET STW45NM50. En la tabla siguiente se pueden ver sus parámetros principales: VDS

550 V

ID (25ºC)

45 A

RDS(ON)

100 mΩ

VGS

30 V

TRise

107.5 ns

TFall

87.7 ns

Tdelay_ON

26.5 ns

Tdelay_OFF

21.6 ns

Ciss

3700 pF

Coss

610 pF

Tmax

150 ºC

Rj-c

0.3 ºC/W

Rj-a

30 ºC/W

Tabla 7. Parámetros principales del STW45NM50. Dada la baja intensidad de corriente que circula por los interruptores y el escaso calentamiento que sufren, la placa el puente inversor está ausente de disipador.

2.3.2 Drivers La placa dispone de dos drivers IR21834, controlando cada una el MOSFET de lado alto y bajo de cada rama. Estos drivers permiten, mediante una resistencia, el ajuste del tiempo muerto entre la conexión y desconexión de los transistores para evitar el cortocircuito de la fuente de entrada. El tiempo muerto puede ir desde los 400 ns con una resistencia de 0 Ω hasta los 5 μs en caso de tener una de 200 kΩ. Para estos transistores, un tiempo muerto de 400 ns es suficiente para no producir cortocircuito.

53

MEMORIA DE CÁLCULO 2.3.3 Filtro de salida El filtro de salida será un filtro de paso bajo de segundo orden formado por la resistencia de carga, un condensador en paralelo y una bobina en serie a estos dos componentes.

L

Puente inversor

C

RL

Figura 2.17. Esquema del filtro de salida del puente. El criterio utilizado en la elección del valor de los componentes es una atenuación del rizado a 20 kHz del 95% sin tener ningún cambio de ganancia ni fase a los 50 Hz, con los cual la frecuencia de corte se sitúa sobre los 4 kHz. Teniendo en cuenta que la resistencia de carga debe der de 484 Ω para tener un convertidor de potencia nominal de 100W, los valores de los componentes serán los siguientes: (2.137) (2.138) Dada la baja intensidad de corriente que circula en la salida, el tamaño de la inductancia obtenida es perfectamente realizable. Dicha inductancia se realizará mediante dos bobinas de 6 mH. Con los valores escogidos y mediante (1.31), se obtiene la función de transferencia siguiente: (2.139)

( )

Donde realizando (1.30) se pueden obtener los siguientes parámetros de interés: (2.140) (2.141) Se ha realizado un barrido frecuencial del filtro mediante el software de simulación PSpice, obteniendo las siguientes gráficas:

54

MEMORIA DE CÁLCULO

Figura 2.18. Gráfica de magnitud del filtro.

Figura 2.19. Gráfica de la fase del filtro. Se puede observar que se ha obtenido la atenuación requerida con una frecuencia de corte lo suficientemente alta para no haya ninguna modificación de fase ni magnitud significantes sobre los 50 Hz. Como elemento de protección, la salida del filtro también consta de un varistor de 250 VAC.

2.4 Control del puente inversor 2.4.1 Programación del PWM senoidal Para generar un PWM de frecuencia fija a 20 kHz y un ciclo de trabajo variable de forma senoidal se ha hecho uso del módulo PWM del DSP. Los generadores usados para el puente han sido el PWM 2 y PWM 3, solamente se han utilizado las salidas a nivel bajo de dichos canales, correspondientes a los pines 22 y 24. 2.4.1.1 Inicialización de los valores En la generación de un ciclo de trabajo senoidal se ha decidido crear una tabla con los valores del ciclo ya calculados para que el microcontrolador no realice el cómputo en cada periodo y solamente tenga que actualizar el valor del ciclo al de la tabla.

55

MEMORIA DE CÁLCULO Dado que la frecuencia de trabajo es de 20 kHz y la de la señal senoidal ha de ser de 50 Hz, el número de valores de una tabla completa se ha establecido en 400 elementos:

Para optimizar la memoria, dada la simetría de una señal senoidal y que cada semiciclo es generado por una rama diferente de transistores, solamente se ha creado una tabla con una cuarta parte de los valores de un periodo completo, esto son 100 elementos ordenados incrementalmente que van desde 0º hasta 90º.

Figura 2.20. Valores absolutos de amplitud y fase que adquiere la senoidal en cada semiciclo. La fórmula utilizada para cada valor de la tabla es la siguiente: ()

(

)

(2.142)

T: valor del registro del módulo PWM para obtener un periodo de 50 μs. DCmax: es el ciclo de trabajo máximo que al que se someterán los interruptores, se obtiene de la división entre la amplitud de la senoidal y la tensión de salida del boost: √

(2.143)

i: incremento de grados del ciclo de trabajo. Dado que tenemos 90º a repartir entre 100 posiciones de memoria, se hará un incremento uniforme de 0.9º. π/180: conversión de grados a radianes necesario para poder trabajar en el microcontrolador.

56

MEMORIA DE CÁLCULO 2.4.1.2 Lógica de funcionamiento A cada 50 μs el PWM 2 genera una interrupción que cambia PDC2 y PDC3, estos son los registros de ciclo de trabajo del PWM 2 y PWM 3 respectivamente, y los actualiza a uno de los valores de la tabla. Puesto que las ramas de transistores funcionan alternamente, mientras un registro adquiere valores de la tabla, primero en orden ascendente y luego descendente, el otro registro permanece con un ciclo de trabajo nulo. 2.4.2 Control feedforward Mediante el mismo registro ADCBUF0 del conversor A/D utilizado en el boost se obtiene el valor para trabajar con el feedforward. Aunque una multiplicación y una división son operaciones que alargan mucho una RSI, la frecuencia de trabajo del convertidor es lo suficientemente baja como para que no se vea afectado. Así pues, para tener un cociente con una resolución adecuada trabajando con números enteros, se utilizará el valor obtenido del ADCBUF0 en modo fractional (ver Figura 2.12) sin ningún desplazamiento de bits como entero. Esto da un valor máximo de 65472:

Si se desplazara el valor del registro un máximo de 6 bits a la derecha para disminuir la magnitud del número sin perder resolución, el cociente resultante de la tensión de referencia entre la tensión medida sería un valor pequeño con presencia de decimales que se perderían al escribirlo en el registro PDCx, si esta cantidad perdida es lo suficientemente significante, ocasionará el malfuncionamiento del control. Por otra parte, no se ha multiplicado la tensión de referencia por la tabla de ciclos de trabajo en la inicialización ya que la variable entera conde se guarda el valor se desbordaría. Por lo tanto se debe realizar el producto de la tensión de referencia y la división por la tensión de salida del boost cuadrático en la misma operación. La fórmula utilizada para el control de los ciclos de trabajo del inversor es la siguiente: ()

()

57

(2.145)

MEMORIA DE CÁLCULO 2.4.3 Protecciones Se ha implementado una protección de sobretensión en la salida del boost de tal forma que al alcanzar un valor máximo permitido, los transistores dejan de conmutar hasta bajar su nivel, también se activa un LED indicativo para el usuario. Se ha implementado una protección vía software que mantiene en reposo el puente inversor hasta que la tensión de salida del boost alcanza el valor de consigna deseado. Dicha protección mejora el transitorio del boost ya que al estar los interruptores del puente abiertos, éste no lo perturba mientras alcanza la tensión de referencia y además, al funcionar sin carga, la tensión se eleva con mayor rapidez, disminuyendo así el tiempo de transitorio.

58

SIMULACIONES

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020

3. SIMULACIONES

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

59

SIMULACIONES

3

SIMULACIONES

Se han realizado las simulaciones pertinentes para comprobar el correcto funcionamiento de los convertidores, así como sus controles y las exigencias de rizado de las señales. 3.1

Boost cuadrático en control deslizante

En este apartado se ha procedido a realizar la simulación del convertidor con la totalidad del control, utilizando una carga resistiva de 1225 Ω para obtener una potencia de 100 W.

Figura 3.1. Esquema de simulación del boost cuadrático mediante control en modo deslizante.

Figura 3.2. Transitorio de las tensiones Vc1 y Vc2.

60

SIMULACIONES

Figura 3.3. Comportamiento de las corrientes y la superficie de deslizamiento. Se puede observar que el control no empieza a implementarse hasta que el umbral inferior de conmutación es mayor que cero. Una vez se alcanza la superficie, se ve claramente como IL1 se desliza siguiendo la referencia de corriente, haciendo que la tensión de salida del convertidor aumente hasta alcanzar la de consigna, reduciendo así el error de tensión.

Figura 3.4. Rizados de tensión. De la Figura 3.4 se obtiene que ΔVc1 = 3.5 V cumpliéndose la exigencia de rizado del 10% y ΔVc2 = 0.29 V con los que también se cumple el requisito del 1% de la tensión media para componentes ideales sin presencia de ESR.

61

SIMULACIONES

Figura 3.5. Rizados de corriente. Del mismo modo, los rizados de corriente en las bobinas (50%) concuerdan con el tamaño de los inductores calculados teóricamente: ΔIL1 = 3.81A , ΔIL2 = 0.61 A.

3.2

Boost cuadrático con puente inversor

Figura 3.6. Esquema de simulación del inversor mediante control PWM unipolar y feedforward.

62

SIMULACIONES

Figura 3.7. Formas de onda de las tensiones y corrientes de salida. Ya que el puente inversor supone una carga variable para el convertidor y la constante proporcional de control utilizada anteriormente provocan una subida más lenta del boost y un mayor rizado en la salida, se ha decidido incrementarlo. Aun sin tener sobrepico en la tensión de salida del convertidor, la referencia de corriente llega a aumentarse y disminuirse tanto en el transitorio inicial que activas las limitaciones superiores e inferiores. Se ve como la presencia del feedforward mantiene bien definida la senoidal de salida del inversor aun con las variaciones en la salida del boost.

Figura 3.8. Rizado de tensión de salida máximo. Se aprecia, en la tensión de salida filtrada, un rizado de alta frecuencia máximo de 11 V, que supone solamente un 5% de la útil.

63

SIMULACIONES

Figura 3.9. Rizados de corriente de salida sin y con filtro. Los rizados máximos de la corriente de salida sin y con filtro son 0.34 A (73%) y 41 mA (9%) respectivamente.

64

RESULTADOS EXPERIMENTALES

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020

4. RESULTADOS EXPERIMENTALES

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

65

RESULTADOS EXPERIMENTALES

4

RESULTADOS EXPERIMENTALES

Primeramente se ha comprobado el correcto funcionamiento de la placa del boost cuadrático haciéndola funcionar en lazo abierto mediante una conmutación producida por una onda rectangular de ciclo de trabajo y frecuencia fijos. También se ha comprobado el funcionamiento de la placa del puente inversor mediante una fuente de tensión continua en la entrada y una señal de conmutación con un ciclo de trabajo senoidal generado por el dsPIC. Una vez comprobadas que las placas son capaces de trabajar bajo las condiciones nominales requeridas, se ha dispuesto a realizar, primero, las pruebas con la placa del boost cuadrático en lazo cerrado sin el puente inversor, y después la conexión completa del convertidor con el inversor y el filtro. A continuación se muestran las pruebas realizadas del boost cuadrático en lazo cerrado sin y con el puente inversor.

4.1 Boost cuadrático sin inversor 4.1.1 Variaciones de carga Para obtener variaciones en la salida, se ha hecho uso de una carga activa que impone una corriente en la salida de 280 mA a nivel bajo y 330 mA a nivel alto conmutando a 0.625 Hz. Ch1: Vi_boost

Ch2: Vo_boost

Ch3: Ii_boost

Ch4: Io_boost

Figura 4.1. Formas de onda con variaciones en la carga para k1=0.01 y k2=-0.009. Se puede apreciar cómo el control del convertidor funciona correctamente frente a las perturbaciones de salida impuestas, volviendo la tensión de salida a la de referencia después de un régimen transitorio de aproximadamente 270 ms. Se ha aumentado el valor de las constantes del controlador para obtener una corrección más abrupta del error y así tener unos sobrepicos y subpicos de tensión menores, no obstante, se ha comprobado que dicha reducción es prácticamente 66

RESULTADOS EXPERIMENTALES inapreciable para valores que doblan y cuadriplican las constantes utilizadas inicialmente. Esto es debido a la gran capacidad colocada en la salida que provoca una dinámica del sistema muy lenta. Ch1: Vi_boost

Ch2: Vo_boost

Ch3: Ii_boost

Ch4: Io_boost

Figura 4.2. Formas de onda con variaciones en la carga para k1=0.02 y k2=-0.018. Ch1: Vi_boost

Ch2: Vo_boost

Ch3: Ii_boost

Ch4: Io_boost

Figura 4.3. Formas de onda con variaciones en la carga para k1=0.04 y k2=-0.036. En las Figuras 4.1, 4.2 y 4.3 se pueden apreciar unos sobrepicos y subpicos de la tensión de salida parecidos que rondan el 8%. Si bien la tensión de salida apenas se ve afectada, sí que se ve un aumento de la inestabilidad de la corriente de la bobina a medida que se aumentan las constantes.

67

RESULTADOS EXPERIMENTALES 4.1.2 Variaciones de línea Para realizar las variaciones de línea, se ha usado un test de regulación de línea con dos fuentes de alimentación, a 10 V y 14 V. Se ha escogido una frecuencia de conmutación parecida a la utilizada en las variaciones de carga para su comparación. Ch1: Vi_boost

Ch2: Vo_boost

Ch3: Ii_boost

Ch4: Io_boost

Figura 4.4. Formas de onda con variaciones en la línea para k1=0.01 y k2=-0.009. Se puede apreciar que la regulación de la tensión de salida se realiza correctamente para variaciones de salida, teniendo un sobrepico de tensión del 12%, un subpico del 10% y un tiempo de establecimiento de unos 200 ms en ambos casos. Al igual que en el apartado anterior, se ha usado primeramente las constantes nominales y luego se ha ido aumentando su valor para observar las respuesta del convertidor a éstas.

68

RESULTADOS EXPERIMENTALES Ch1: Vi_boost

Ch2: Vo_boost

Ch3: Ii_boost

Ch4: Io_boost

Figura 4.5. Formas de onda con variaciones en la línea para k1=0.04 y k2=-0.036. Para unas constantes aumentadas por cuatro, se puede apreciar la existencia de sobrepicos, subpicos y una reducción del tiempo de establecimiento de la corriente de entrada, que se traduce en una ligera reducción de la misma en la tensión de salida. 4.1.3 Señales de entrada y salida Ch1: Vi_boost

Ch2: Vo_boost

Ch3: Ii_boost

Ch4: Io_boost

Figura 4.6. Formas de onda de entrada y salida en régimen permanente. Se puede ver que el control ejercido sobre el convertidor mantiene la salida al nivel deseado con un cierto rizado entorno al punto de trabajo.

69

RESULTADOS EXPERIMENTALES 4.1.3.1 Transitorio inicial Se muestran las imágenes del sistema en el régimen transitorio inicial y su comportamiento en función de las constantes del PI. Ch1: Vi_boost

Ch2: Vo_boost

Ch3: Ii_boost

Ch4: Io_boost

Figura 4.7. Formas de onda de entrada y salida en régimen transitorio, k1=0.01 y k2=-0.009. Se aprecia una subida “conservadora”, sin sobrepicos y lenta, de unos 400 ms. Como se ha mencionado con anterioridad, esto es debido a la lentitud de la dinámica de la tensión de salida y, también al elevado valor que ha de adquirir respecto a los 12 V de la entrada. Ch1: Vi_boost

Ch2: Vo_boost

Ch3: Ii_boost

Ch4: Io_boost

Figura 4.8. Formas de onda de entrada y salida en régimen transitorio, k1=0.04 y k2=-0.036. 70

RESULTADOS EXPERIMENTALES Como en las variaciones de línea, al cuadriplicar las constantes de control, aparece un sobrepico en la corriente de entrada, que reduce el tiempo de establecimiento de la tensión de salida a 300 ms.

4.1.3.2 Rizados Ch1: Vi_boost

Ch2: Vo_boost

Ch3: Ii_boost

Ch4: Io_boost

Figura 4.9. Formas de onda de los rizados de entrada y salida, acoplo AC. El rizado pico-pico de la tensión de salida es de 3 V, eso es un 0.86% del valor medio de la tensión de salida, con lo cual, las exigencias del rizado se han cumplido bastante bien. También se puede distinguir un salto de tensión considerable en la conmutación producida por la resistencia serie equivalente (ESR) de los condensadores. El rizado pico-pico de la corriente de entrada es de 14 mA, eso supone tan solo un 0.15% de la corriente media. Si bien es mínimo, también se puede ver un cierto rizado en la tensión de entrada así como unos picos de conmutación relativamente bajos pero que aumentan o disminuyen según la figura, debido al pinzamiento de la sonda en el momento de la medición.

71

RESULTADOS EXPERIMENTALES 4.1.4 Tensiones en condensadores y corrientes de bobinas 4.1.4.1 Transitorio inicial Ch1: Vc1

Ch2: Vc2

Ch3: IL1

Ch4: IL2

Figura 4.10. Tensiones en condensadores y corriente en bobinas en régimen transitorio, k1=0.01 y k2=-0.009. Las diferencias curvas de tensión y corriente del convertidor evolucionan, como era de esperar, de la misma forma que la Figura 4.7. 4.1.4.2 Rizados Ch1: Vc1

Ch2: Vc2

Ch3: IL1

Ch4: IL2

Figura 4.11. Rizados de tensión en condensadores (acoplo AC) y corriente en bobinas. 72

RESULTADOS EXPERIMENTALES El rizado de tensión del primer condensador es de 5 V, eso supone un 7.7% del valor medio. El rizado de tensión del segundo condensador se ha visto anteriormente y es de 3 V (0.86%). El rizado de corriente de la primera bobina es de 2.8 A, un 30% del valor medio. EL rizado de corriente de la segunda bobina es de 0.6 A, un 39% del valor medio. Se puede afirmar que todos los rizados cumplen con las exigencias impuestas en el diseño.

4.2 Boost cuadrático con puente inversor A continuación de muestran los resultados más significativos del montaje final del ondulador. 4.2.1 Señales de salida 4.2.1.1 Transitorio inicial Ch2: Vo boost

Ch3: Io inversor

Ch4: Vo filtro

Figura 4.12. Transitorio inicial del sistema. Se puede apreciar como la condición de encendido del puente inversor implementada en el dsPIC funciona correctamente y éste empieza a funcionar cuando la tensión de salida del boost alcanza los 350 V. Al arrancar el boost en vacío, el tiempo necesario para alcanzar la tensión de referencia ha bajado de 400 ms a 30 ms.

73

RESULTADOS EXPERIMENTALES 4.2.1.2 Rizados Ch2: Vo boost

Ch3: Vo inversor

Ch4: Io inversor

Figura 4.13. Formas de onda de salida.

Figura 4.14. Forma de onda de la tensión de salida filtrada. En las Figuras 4.13 y 4.14 se observan como el puente inversor añade un rizado de 100 Hz a la salida del boost, siendo éste el elemento que absorbe la gran mayoría de armónicos del ondulador e impide su inyección a la fuente. Puede verse también el control PWM del puente realizado a tres niveles y que la presencia de un filtro pasabajo en la salida del inversor es imprescindible en la obtención de una señal senoidal.

74

RESULTADOS EXPERIMENTALES

Ch2: Vo boost

Ch3: Vo inversor

Ch4: Io inversor

Figura 4.15. Forma de onda de salida del boost y el inversor. Se comprueba que la señal de tension obtenida es bastante senoidal, sin ninguna distorison de cruce importante y un rizado de alta frecuencia de 25 Vpp (11%).

75

RESULTADOS EXPERIMENTALES 4.2.2 Pruebas de carga Finalmente se han realizado las pruebas pertinentes para comprobar el correcto funcionamiento de la protección a la sobretensión implementada. Si bien en los resultados mostrados a continuación, el límite permitido de la tensión de salida del boost cuadrático es de 400 V, primeramente se rebajó a 300 V para comprobar la correcta limitación de la tensión sin poner en peligro las placas. 4.2.2.1 Arranque sin carga Ch2: Vo boost

Ch3: Io filtro

Ch4: Vo filtro

Figura 4.16. Saturación de la tensión de salida del boost sin carga. La limitación implementada funciona correctamente y ambos convertidores siguen trabajando, concretamente se ve cómo la acción del control feedforward sigue regulando la salida. Si bien se ha arrancado sin ninguna resistencia de carga, hay que tener en cuenta la resistencia interna del osciloscopio, motivo por el cual aparece una pequeña corriente de salida y que se aprecia también en la prueba siguiente.

76

RESULTADOS EXPERIMENTALES 4.2.2.2 Desconexión de la carga Ch2: Vo boost

Ch3: Io filtro

Ch4: Vo filtro

Figura 4.17. Desconexión de la carga durante el funcionamiento del convertidor.

Figura 4.18. Detalle de la desconexión. En esta prueba se ha realizado la desconexión de la carga durante el funcionamiento del ondulador, observando como vuelve a saltar la protección de sobretensión y la ausencia de corrientes altas que puedan dañar el equipo.

77

RESULTADOS EXPERIMENTALES

4.3 Curvas de rendimiento A partir de las mediciones sobre la entrada del convertidor, salida del convertidor (tensión intermedia) y salida del inversor con el filtro para diferentes potencias y tensiones de funcionamiento, se han obtenido las siguientes curvas de rendimiento. 4.3.1 Curvas de rendimiento regulando la entrada En estas pruebas se ha realizado un barrido de potencia para tensiones de la fuente de 11 V, 13 V y 15 V manteniendo la tensión de salida del boost cuadrático a 350 V y la tensión de salida del inversor a 220 Vac.

Curvas de rendimiento del boost cuadrático regulando la entrada 95% 90% 85% η

11 V

80%

13 V

75%

15 V

70% 0

20

40

60

80

100

120

Potencia (W)

Figura 4.19. Rendimiento del convertidor para diferentes potencias y tensiones de entrada del convertidor. Se puede observar que las curvas tienen forma de campana, donde a 50 W de potencia se da el mayor rendimiento del convertidor. Como era de esperarse, la curva de mayor rendimiento es la de mayor tensión de entrada (15 V) puesto que el ciclo de trabajo es menor.

78

RESULTADOS EXPERIMENTALES Curvas de rendimiento del inversor regulando la entrada 98% 97% 96%

η 95%

11 V

94%

13 V 15 V

93% 92% 0

20

40

60

80

100

120

Potencia (W)

Figura 4.20. Rendimiento del inversor para diferentes potencias y tensiones de entrada del convertidor. La regulación de la tensión de entrada no afecta, en un principio, al rendimiento del inversor, ya que la tensión intermedia se mantiene a 350 V. Como se puede ver en la Figura 4.20, las curvas poseen un rendimiento muy parecido para casi todas las potencias y no hay ninguna que aventaje a las demás. Se puede observar que a mayor potencia de funcionamiento del puente, mayor es el rendimiento, esto se debe a que una reducción de la potencia mediante el aumento de la carga, supone una reducción de la corriente de salida, que llega a bajar de los 100 mA en 25 W, provocando un funcionamiento inadecuado de los MOSFETs, así como también un tiempo muerto inadecuado.

Curvas de rendimiento total regulando la entrada 88% 86% 84% 82%

η 80% 78%

11 V

76%

15 V

13 V

74% 72% 0

20

40

60

80

100

120

Potencia (W)

Figura 4.21. Rendimientos del sistema para diferentes potencias y tensiones de entrada del convertidor.

79

RESULTADOS EXPERIMENTALES Dado que en el convertidor es donde se da una mayor variación del rendimiento, las curvas del rendimiento total se aproximan a las de la Figura 4.19. 4.3.2 Curvas de rendimiento regulando la salida

Curvas rendimiento boost cuadrático regulando salida 91% 90% 89% 88% η 87% 86% 85% 84%

340 V 350 V

375 V 0

20

40

60

80

100

120

Potencia (W)

Figura 4.21. Rendimiento del convertidor para diferentes potencias y tensiones de salida del convertidor. Se tienen unas curvas rendimiento asintóticas con un máximo en los 75 W. Si bien cabía esperar que la curva de mayor rendimiento se diese para la menor tensión intermedia (340 V), ya que el ciclo del trabajo del convertidor es menor, se ha visto que al tener en la salida el puente inversor mediante control feedforward, esta curva no sobresale tanto sino que incluso se produce una considerable bajada del rendimiento a bajas potencias. Curvas de rendimiento del inversor regulando la salida 100% 98% 96%

η 94%

340 V

92%

350 V

90%

375 V

88% 0

20

40

60

80

100

120

Potencia (W)

Figura 4.22. Rendimiento del inversor para diferentes potencias y tensiones de salida del convertidor. Al igual que en la Figura 4.20, a menor potencia se tiene menor corriente de salida; y a mayor tensión intermedia, menor corriente de entrada en el inversor. Lo cual hace que el 80

RESULTADOS EXPERIMENTALES mayor rendimiento se dé en el caso de mayor corriente en el inversor, esto es, menor tensión intermedia y mayor potencia.

Curvas de rendimiento total regulando la salida 88% 86% 84%

340 V

η 82%

350 V

80%

375 V

78% 76% 0

20

40

60

80

100

120

Potencia (W)

Figura 4.23. Rendimiento del sistema para distintas tensiones de salida del inversor a diferentes potencias. Como en la figura anterior, la curva de mayor rendimiento es la de menor tensión de salida (340 V) debido al menor ciclo de trabajo del convertidor. Ya que el rendimiento total es el producto del rendimiento del boost cuadrático y el puente inversor, se aprecia un rendimiento bastante estable entre los 100 W y 60 W y al bajar de ese valor, se produce un descenso abrupto del rendimiento.

81

CONCLUSIONES

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020

5. CONCLUSIONES

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

82

CONCLUSIONES

5

CONCLUSIONES

Como se decía al comienzo de esta memoria, se ha realizado el diseño y la construcción de un prototipo de ondulador basado en una primera etapa formada por un convertidor elevador y una segunda etapa compuesta por un puente inversor monofásico. El control del convertidor se ha realizado en modo deslizante y consta de un lazo de corriente y uno de tensión. Para el puente inversor se ha realizado un control de tensión preventivo en su entrada. Hay que enfatizar que ambos controles se han implementado mediante un dsPIC que consta de las características adecuadas para el proyecto. El grueso del control reside en el control en modo deslizante y por ello la mayor parte del análisis está en su estudio. La cálculo de los componentes del convertidor se ha realizado conforme a los requisitos de rizados de corriente en las bobinas y rizados de tensión en los condensadores. Una vez dimensionados los diferentes componentes, se ha realizado el estudio sobre las diferentes características, como la estabilidad del convertidor en ausencia de control. Luego se ha realizado el estudio del convertidor con control, obteniendo un control equivalente y verificando estabilidad de la planta en lazo cerrado. Mediante el PSIM, se han simulado ambos convertidores con sus respectivos sistemas de control, verificando su correcto funcionamiento y el cumplimiento de los requisitos de diseño. Habiendo comprobado la estabilidad del convertidor, se ha procedido a la elección y diseño físico de los diferentes componentes. A continuación se ha procedido a la construcción de las diferentes placas, así como de las inductancias, y a la programación de los controles en el dsPIC. Una vez realizado el prototipo, de han hecho una serie de pruebas comprobando el funcionamiento de las placas, los controles y las protecciones implementadas Las pruebas importantes realizadas son la verificación del funcionamiento en lazo abierto y cerrado, las variaciones de carga y de línea, el funcionamiento en vacío, desconexión total de la carga y pruebas de rendimiento. Como conclusión, se puede afirmar que el control en modo deslizante es muy robusto frente a perturbaciones externas pero es gracias a la implementación digital que se pueden añadir importantes protecciones y variedad de condiciones que mediante circuitería analógica serian difíciles de realizar. A nivel personal, puedo decir que ha sido un proyecto completo donde se ha tocado una amplia variedad de campos de la electrónica como el estudio de los convertidores conmutados DC-DC y DC-AC, implementación continua y discreta de los diferentes sistemas de control: PI en modo deslizante, PWM y feedforward; programación en lenguaje C de un dsPIC o el diseño y optimización de placas PCB.

83

PLANOS

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020

6 PLANOS

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

84

5

4

3

2

1

D

D

X9

Cd2 100nF

Cd3 100nF

Cd4 10uF

.

2

. X8

1

.

2 1

1

1

VDD1

VDD2

8

.

2

2

IN

OUT2

7

.

1

3

NC

OUT1

6

4

GND1

GND2

5

conDriver1 X2

C15 10uF

Cd7 10uF

X6

Q1

R4 3.3

IRFP4110PBF

R5 10k

D3 DIODE ZENER

1 2

1

Cd8 100nF

U3 MCP1407A .

3

1

VDD1

VDD2

8

.

2

2

IN

OUT2

7

.

1

3

NC

OUT1

6

4

GND1

GND2

5

conDriver2

FASTON2

R2 560k C21 C22 330nF 10uF

Vgate2 X20

X7

R6 3.3

1

.

2

.

Q2

R7 10k

R3 10k

IPW60R041C6 D4 DIODE ZENER

conSensorV X4 2 1

0

FASTON2

B

0 2 1

1

1

1 2

+

2 1

R8 430k

1

U2 MCP1407A 3

2

B

+

Vgate1 X19

.

2 1

0

2

X5

C14 10uF

Cd6 100nF

X3

1 DIODE

DIODE_TO220_3PIN

0

Cd5 10uF

3

1

C2 1000uF

D2

2 4mH

1

+ C1 10uF

VC2 X17

1

L2

.

.

2 120uH

U1 LEM LA25

Vdrain2 X16

CONNECTOR2

2

L1 1

VC1 X14

D1

1

12

->

C

IL2 Vdrain1 X13

10 9 8 7 6

1

IN1 IN2 IN3 IN4 IN5

. conSensorI

X18 T

11 M

13 1 2 3 4 5

FASTON2

OUT5 OUT4 OUT3 OUT2 OUT1

-

2

1 2

1 2

+

X1 1

C

.

.

IL1 CONNECTOR2

con

1

Cd1 10uF

1

FASTON2 X15 VGND

A

A

Customer

GAEI

Universidad Rovira i Virgili Title

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático Document Number

Esquema placa Boost cuadratico Date Thursday, September 05, 2013

Size

B Drawn by Aproved by 5

4

3

2

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Signature

Saiou Wu Fu Josep Maria Bosque 1

Grup d'Automàtica i Electrònica Industrial Ver Rev

1

0

Sheet

1

of

6

5

4

3

2

1

D

D

C

C

B

B

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GAEI

Universidad Rovira i Virgili

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Title

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Componentes TOP placa boost cuadrático Date Thursday, September 05, 2013

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A Drawn by Aproved by 5

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3

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Saiou Wu Fu Josep Maria Bosque 2

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Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

1

1

0

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2

of

6

5

4

3

2

1

D

D

C

C

B

B

Customer

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Universidad Rovira i Virgili

A

Title

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Componentes BOT placa boost cuadratico Date Thursday, September 05, 2013

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A Drawn by Aproved by 5

4

3

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Saiou Wu Fu Josep Maria Bosque 2

A

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Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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1

0

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3

of

6

5

4

3

2

1

D

D

C

C

B

B

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Universidad Rovira i Virgili

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Pistas TOP placa boost cuadrático Date Thursday, September 12, 2013

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A Drawn by Aproved by 5

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Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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1

0

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4

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6

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2

1

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D

C

C

B

B

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Universidad Rovira i Virgili

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Pistas BOT placa boost cuadrático Date Thursday, September 12, 2013

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A Drawn by Aproved by 5

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Saiou Wu Fu Josep Maria Bosque 2

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Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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1

0

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5

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6

5

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2

1

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D

C

C

B

B

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Fotografia placa boost cuadrático Date Thursday, September 12, 2013

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A Drawn by Aproved by 5

4

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Saiou Wu Fu Josep Maria Bosque 2

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Grup d'Automàti ca i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadráti co

1

1

0

Sheet

6

of

6

5

4

3

2

1

D

D

+15V

X1

2

2

.

X3 .

1

1

. X4

.

2

2

.

.

1

1

.

BRGCTRL1 U1

.

1

13 12 11

IN

10 D3 16V

C1 10u 50V C2 100n

VB

HIN LIN

HO VS NC3

2

VSS

3

DT

4

COM

5

9

NC2

LO

C3 8 1u

NC1

VCC

R1

1

10R

0 R5 0R0

6 +15V 7

D5 R3 100k

16V

M3 STW45NM50

R4 100k

R2

1

HIN

NC4

14

10R

2

LIN

VB

13

3

VSS

HO

12

VS

11

0

D6 16V

M4 STW45NM50

R7

R8

10R 16V

IR21834

X6 OUT .

2

NC4

D4 R9 100k

R10 100k

C

BRGCTRL1 U2

M2 STW45NM50

.

.

C10 4,7 uF 400V MKP

M1 STW45NM50

2

14 C9 22 u

X5

X2

.

1

C

+15V

D7 16V

R6 0R0

4

DT

5

COM

NC3

10

LO

NC2

9

VCC

NC1

8

6 +15V

10R

7

D8 16V C4 C5 1u 100n C6 10u 50V

IR21834

B

B

D1 BYV26C C7 100n

D2 C8 100n

0

BYV26C

0

A

A

Customer

GAEI

Universidad Rovira i Virgili Title

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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Esquema placa puente inversor Date Thursday, September 05, 2013

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A4 Drawn by Aproved by 5

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Josep Maria Bosque Josep Maria Bosque 1

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C

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Componentes TOP placa puente inversor Date Thursday, September 05, 2013

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Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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D

C

C

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B

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Universidad Rovira i Virgili

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Componentes BOT placa puente inversor Date Thursday, September 05, 2013

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Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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1

0

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2

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D

C

C

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B

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Universidad Rovira i Virgili

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Pistas TOP placa puente inversor Date Thursday, September 05, 2013

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Josep Maria Bosque Josep Maria Bosque 2

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Grup d'Automàtica i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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D

C

C

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B

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Pistas BOT placa puente inversor Date Thursday, September 05, 2013

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Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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D

C

C

B

B

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Fotografia placa puente inversor Date Thursday, September 05, 2013

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A Drawn by Aproved by 5

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Saiou Wu Fu Josep Maria Bosque 2

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Grup d'Automàti ca i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadráti co

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1

0

Sheet

6

of

6

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3

2

1

D

D

R1

D1 ZENER5V1

. R3

3

D2

+15V

X1

1k5

Vout

X2 .

10k

.

LED

.

5VDC

2

1 D3 ZENER5V1

.

3 D4 ZENER5V1

1

SW2

1

D6

.

10k

.

3

3

1

. X6

.

2

3

.

.

1

2

.

PWRSPLY15 -15V

1

.

5VDC X5

0 0 0

.

2

.

1

0

PWRSPLY5

C4 10u 50V

50V 10u C3

0

R10

1

AN1

0

PGC

100

2

C5 1nF

1

C

R11 470R

X9 PWM0

D5 ZENER5V1

-15V

.

3

R13

0

2

. PWM1L

X12 RA9

1

2

.

0

. 2 X11 . 1 .

1

0

1

IL1

100

X13

.

2

.

1

1

.

.

PGD

2

LED_0

2 2

2

3

SW1 X10

R12

.

50V 10u C2

3

4

1

3

X8 .

1k5

R8 470R

1

1

100 R9

2

470R

+15V

X7

4

!MCLR

0

RE7

10k

R6

+15V

X4

X3

R5

R7

0

C

AN0

1k5

2

-15V

5VDC

5VDC

R4

1

1

1

RE6 100 R2

AN2

PWM1

R14 100

1

.

2

.

R15 AN2

D7 ZENER5V1

1k5

3

2

. .

1

R18

0 1

.

1

10k

1

AN1/CMP1B/CN3/RB1

PWM1L/RE0

26

AN2

4

AN2/CMP1C/CMP2A/CN4/RB2

PWM1H/RE1

25

AN3

5

AN3/CMP1D/CMP2B/CN5/RB3

PWM2L/RE2

24

PWM2

AN4

6

AN4/CMP2C/CMP3A/CN6/RB4

PWM2H/RE3

23

PWM3

AN5

7

AN5/CMP2D/CMP3B/CN7/RB5

PWM3L/RE4

22

PWM4

PWM2

0

PWM1

.

2

.

C7

PWM0

100

1k5

Y1 10MHz D13 ZENER5V1

2

.

1

0

5VDC C11 22pF

0 1

R23

.

AN5

8

VSS1

PWM3H/RE5

21

9

AN6/CMP3C/CMP4A/OSC1/CLK1/RB6

VDD2

20

10

AN7/CMP3D/CMP4B/OSC2/CLK0/RB7

VSS2

19

0

RE7

11

PG11/EMUD1/PWM4H/T2CK/U1ATX/CN1/RE7

PGC/EMUC/SDI1/SDA/U1RX/RF7

18

PGC

RE6

12

PGC1/EMUC1/EXTREF/PWM4L/T1CK/U1ARX/CN0/RE6 PGD/EMUD/SDO1/SCL/U1TX/RF8

17

PGD

13

VDD1

SFLT2/INT0/OCFLTA/RA9

16

RA9

14

PGD2/EMUD2/SCK1/SFLT3/OC2/INT2/RF6

PGC2/EMUC2/0C1/SFLT1/IC1/INT1/RD0

15

RD0

100 C10 1nF

X20

R24

AN5

100

100nF

PWM2L

0

X16

0 PWM3

1

.

2

.

0

C12 22pF C14

0

RF6

PWM5

C13 1nF

PWM2H

0

5VDC

X18 PWM4

1

.

2

.

C9 100nF

B

PWM3L

0

X19

0 PWM5

100nF

1

.

2

.

0

PWM3H

0

D15 ZENER5V1

3

R25

1

3

AN4

R22 RF6

3

AN1

AN3

3

2

1

1

3

2

AN4

D16

27

R21

.

LED_0

D14 ZENER5V1

AVSS

1

3 X17

R20

0

AN0/CMP1A/CN2/RB0

0

1k5 D12

AVDD

2

D10 ZENER5V1

100 R19

D11 ZENER5V1

MCLR

AN0

100 C8 1nF

AN3

RD0

B

!MCLR

28

R17

2

dsPIC30F2020

1

0 X15

PWM1H

0

5VDC

X14

10k

LED_0

1

1

R16 D9

3

D8 ZENER5V1

U1

10k

0

2

LED_0

0

Customer

GAEI Universidad Rovira i Virgili

A

A

Title Grup d'Automàtica i

Desarrolo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

Electrònica

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3

Industrial

Esquema placa de control Thursday, September 12, 2013

Ver

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Josep Maria Bosque Josep Maria Bosque 2

1

Rev

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0

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1

of

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5

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3

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1

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D

C

C

B

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Universidad Rovira i Virgili

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Componentes TOP placa de control Date Thursday, September 05, 2013

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3

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Josep Maria Bosque Josep Maria Bosque 2

A

Grup d'Automàtica i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

1

1

0

Sheet

2

of

6

5

4

3

2

1

D

D

C

C

B

B

Customer

GAEI

Universidad Rovira i Virgili

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Componentes BOT placa de control Date Thursday, September 12, 2013

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A Drawn by Aproved by 5

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3

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Josep Maria Bosque Josep Maria Bosque 2

A

Grup d'Automàtica i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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1

0

Sheet

3

of

6

5

4

3

2

1

D

D

C

C

B

B

Customer

GAEI

Universidad Rovira i Virgili

A

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Document Number

Pistas TOP placa de control Date Thursday, September 12, 2013

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A Drawn by Aproved by 5

4

3

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Signature

Josep Maria Bosque Josep Maria Bosque 2

A

Grup d'Automàtica i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

1

1

0

Sheet

4

of

6

5

4

3

2

1

D

D

C

C

B

B

Customer

GAEI

Universidad Rovira i Virgili

A

Title

Document Number

Pistas BOT placa de control Date Thursday, September 12, 2013

Size

A Drawn by Aproved by 5

4

3

Name

Signature

Josep Maria Bosque Josep Maria Bosque 2

A

Grup d'Automàtica i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

1

1

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Sheet

5

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6

5

4

3

2

1

D

D

C

C

B

B

Customer

GAEI

Universidad Rovira i Virgili

A

Title

Document Number

Fotografia placa de control Date Thursday, September 12, 2013

Size

A Drawn by Aproved by 5

4

3

Name

Signature

Saiou Wu Fu Josep Maria Bosque 2

A

Grup d'Automàti ca i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadráti co

1

1

0

Sheet

6

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6

5

4

3

2

1

D

D

C

C

B

B

Customer

GAEI

Universidad Rovira i Virgili

A

Title

Document Number

Fotografia placa del filtro Date Thursday, September 05, 2013

Size

A Drawn by Aproved by 5

4

3

Name

Signature

Saiou Wu Fu Josep Maria Bosque 2

A

Grup d'Automàti ca i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadráti co

1

1

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Sheet

1

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1

5

4

3

2

1

D

D

C

C

B

B

Customer

GAEI

Universidad Rovira i Virgili

A

Title

Document Number

Fotografia interconexion entre placas Date Thursday, September 05, 2013

Size

A Drawn by Aproved by 5

4

3

Name

Signature

Saiou Wu Fu Josep Maria Bosque 2

A

Grup d'Automàti ca i Electrònica Industrial Ver Rev

Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadráti co

1

1

0

Sheet

1

of

1

PRESUPUESTO

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020

7. PRESUPUESTO

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

105

PRESUPUESTO

7

PRESUPUESTO

7.1

Mediciones

CAPÍTULO C_01 PLACA BOOST CUADRÁTICO Código

Descripción

Uds Largo Ancho Alto Parciales

2085213

u CONDENSADOR, 330 nF, 500V

Cantidad

C1812V334KCRAC TU - CONDENSADOR, 330 nF, 500V, X7R, 1812 1

1,00 1,00

1673499

u CONDENSADOR, 10UF, 450V EEUEE2W100U - CAPACITOR, 10UF, 450V, 10X20MM 3

3,00 3,00

749-7290

u CONDENSADOR, 1000uF, 50V Capacitor, Al, 105deg, 1000uF, 50V, 16X25MM 1

1,00 1,00

1759453

u CONDENSADOR, 10uF, 25V MCCA000570 - CAP, CERAMIC, 10UF, 25V, Y5V, 1206

5

5,00 5,00

1867948

u CONDENSADOR, 100nF, 25V CAP MLCC, 0.1UF, 25V, X7R, 10%, 0402

4

4,00 4,00

8657262

u DIODO, 8A, 600V VS-8ETX06FPPBF - DIODO, HIPERRÁPIDO, 8A, 600V 1

1,00 1,00

1431060

u DIODO, SCHOTTKY, 30A, 100V MBR30H100CTG - DIODE, SCHOTTKY, 30A, 100V, TO-220 1

1,00 1,00

1612394

u DIODO ZENER 16V, 3W VISHAY SEMICONDUCTOR DIODE, ZENER, 16V, 3 W

2

2,00 2,00

753-3059

u MOSFET, N, 650V, 77,5A IPW60R041C6 MOSFET canal N 650V 77,5A CoolMOS C6 1

1,00 1,00

106

Precio Importe

PRESUPUESTO Código

Descripción

1684526

u MOSFET, N, 200V, 130A

Uds Largo Ancho Alto Parciales

Cantidad

IRFP4668PBF MOSFET N-ch HEXFET 200V 130A TO247AC 1

1,00 1,00

403-840

u MOSFET DRIVER 6A Single MOSFET Driver,MCP1407-E/P 2

2,00 2,00

702-5217

u ZOCALO, 8w, SMT 8w DIL socket open frame SMT 2

2,00 2,00

286-311

u TRANSDUCTOR DE CORRIENTE, 25A Transductor de corriente efecto Hall, 25A, LA 25-NP

1

1,00 1,00

0077083A7

u NUCLEO TOROIDAL 77083-A7 Nucleo toroidal 0077083-A7, Kool Mu, OD=40,8mm

1

1,00 1,00

0077439A7

u NUCLEO TOROIDAL Nucleo toriodal 0077439-A7, Kool Mu, OD=47,6mm

1

1,00 1,00

223-2874

u RESISTENCIA, 3R3, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 3R3, 0.25W

2

2,00 2,00

223-2394

u RESISTENCIA, 10k, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 10k, 0.25W

3

3,00 3,00

223-2625

u RESISTENCIA, 560k, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 560k, 0.25W

1

1,00 1,00

223-2489

u RESISTENCIA, 430k, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 430k, 0.25W

1

1,00 1,00

107

Precio Importe

PRESUPUESTO Código

Descripción

3376908

u DISIPADOR DE CALOR

Uds Largo Ancho Alto Parciales

Cantidad

Disipador de calor 10x12x3,7CM, aluminio, 100ºC/W

1

1,00 1,00

4215590

u CONECTOR FASTON PCB Conector Faston PCB 6,3x0,8mm, ØTaladro C.I. 1,3mm

4

4,00 4,00

9731148

u CONECTOR KK 2 MACHO Conector KK 2 vias macho para PCB

3

3,00 3,00

143126

u CONECTOR KK 2 HEMBRA Conector KK 2 vias hembra para PCB

3

3,00 3,00

9731150

u CONECTOR KK 3 MACHO Conector KK 3 vias macho para PCB

2

2,00 2,00

143130

u CONECTOR KK 3 HEMBRA Conector KK 3 vias hembra para PCB

2

2,00 2,00

2112492

u TESTPOINT TEST POINT, PCB, paquete de 100 unidades

1

1,00 1,00

108

Precio Importe

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_02 PLACA INVERSOR REDUCTOR Código

Descripción

1023245

u MOSFET DRIVER H/L SIDE

Uds Largo Ancho Alto Parciales

Cantidad

IR21834PBF - DRIVER, MOSFET, HIGH/LOW SIDE 2

2,00 2,00

1673502

u CONDENSADOR, 22UF, 450V EEUEE2W220S - CAPACITOR, 22UF, 450V, 16X20MM 1

1,00 1,00

1469369

u DIODO, 1A, 600V BYV26C-TAP - DIODE, ULTRAFAST, 1A, 600V 2

2,00 2,00

1291995

u MOSFET, N, 550V, 45A STW45NM50 - MOSFET, N CH, 550V, 45A, TO-247 4

4,00 4,00

1651598

u DIODO ZENER 16V, 1.3W DIODE, ZENER, VZ 16V

6

6,00 6,00

3728453

u RESISTENCIA, 10R, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 10R, 0.5W

4

4,00 4,00

3728478

u RESISTENCIA, 100k, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 100k, 0.5W

4

4,00 4,00

223-1981

u RESISTENCIA, 0R, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 0R, 0.25W

2

2,00 2,00

224-4325

u CONDENSADOR, 10uF, 50V Condensador electrolitico, 10uF, 50V, radial 2

2,00 2,00

109

Precio Importe

PRESUPUESTO Código

Descripción

1759312

u CONDENSADOR, 100nF, 63V

Uds Largo Ancho Alto Parciales

Cantidad

Condensador de poliester, 100 nF, 63 V 4

4,00 4,00

9752382

u CONDENSADOR, 1uF, 63V Condensador de poliester, 1 uF, 63 V 2

2,00 2,00

1413877

u CONDENSADOR, PP, 4.7uF, 400V MKP1840547404M - CAP, FILM, 4.7UF, 5%, 400V 1

1,00 1,00

9731150

u CONECTOR KK 4 MACHO Conector KK 4 vias macho para PCB

4

4,00 4,00

143128

u CONECTOR KK 4 HEMBRA Conector KK 4 vias hembra para PCB

4

4,00 4,00

110

Precio Importe

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_03 PLACA DE FILTRO Código

Descripción

1004276

u VARISTOR, 19.0J, 250 V CA

Uds Largo Ancho Alto Parciales

Cantidad

EPCOS - B72207S0251K101 - VARISTOR, 19.0J, 250 V CA 1

1,00 1,00

1200782

u CONDENSADOR, 0,1μF, 630 V EPCOS - B32652A6104J - CONDENSADOR, 0,1μF, 630V 1

1,00 1,00

12320

u PLACA DE TOPOS Placa de topos, paso 5,08 1

1,00 1,00

0077324A7

u NUCLEO TOROIDAL 77324-A7 0077324A7 Nucleo toroidal 00324-A7, Kool Mu, OD=35,8mm

1

1,00 1,00

111

Precio Importe

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_04 PLACA DE CONTROL Código

Descripción

1297281

u DSPIC30F2020

Uds Largo Ancho Alto Parciales

Cantidad

DSPIC30F2020-30I/SP - DSP FLASH 16 BITS 12K, 512B RAM, DIP28 1

1,00 1,00

801-796

u ZOCALO DIL Zócalo DIL, pin torneado 28 vias, 7,62 mm 1

1,00 1,00

171-1234

u LED LED de color rojo 5

5,00 5,00

545-3049

u DIODO ZENER SMD, 5.1 V, 0.5 W Diodo Zener en montaje superficial, 5,1 V, 0,5 W 11

11,00 11,00

102-327

u PULSADOR Interruptor pulsador SPST 2

2,00 2,00

9712828

u CRISTAL, 7.372800MHZ LF A194A - CRISTAL, 7.372800MHZ 1

1,00 1,00

483-8461

u CONECTOR KK 2 MACHO Conector KK 2 vias macho para PCB

16

16,00 16,00

453-123

u CONECTOR KK 2 HEMBRA Conector KK 2 vias hembra para PCB

16

16,00 16,00

483-8477

u CONECTOR KK 3 MACHO Conector KK 3 vias macho para PCB

3

3,00 3,00

112

Precio Importe

PRESUPUESTO Código

Descripción

467-605

u CONECTOR KK 3 HEMBRA

Uds Largo Ancho Alto Parciales

Cantidad

Conector KK 3 vias hembra para PCB

3

3,00 3,00

483-8483

u CONECTOR KK 4 MACHO Conector KK 4 vias macho para PCB

1

1,00 1,00

296-4956

u CONECTOR KK 4 HEMBRA Conector KK 4 vias hembra para PCB

1

1,00 1,00

331-6421

u CONECTOR RJ11 HEMBRA Conector RJ11 hembra, 6/6

1

1,00 1,00

223-2287

u RESISTENCIA, 1k5, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 1k5, 0.25W

2

2,00 2,00

223-2120

u RESISTENCIA, 100R, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 100R, 0.25W

2

2,00 2,00

223-2394

u RESISTENCIA, 10k, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 10k, 0.25W

2

2,00 2,00

3728443

u RESISTENCIA, 100R, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 100R, 0.5W

6

6,00 6,00

3728447

u RESISTENCIA, 470R, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 470R, 0.5W

3

3,00 3,00

3728449

u RESISTENCIA, 1k5, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 1k5, 0.5W

7

7,00 7,00

113

Precio Importe

PRESUPUESTO Código

Descripción

3728470

u RESISTENCIA, 10k, 0.5W

Uds Largo Ancho Alto Parciales

Cantidad

Resistencia de pelicula de carbon, 10k, 0.5W

7

7,00 7,00

1200744

u CONDENSADOR 0,1 uF Condensador de poliéster, 0,1 uF, 100 V

3

3,00 3,00

224-4279

u CONDENSADOR 1 nF Condensador BF 1 nF, radial, 100 V

5

5,00 5,00

224-4467

u CONDENSADOR 22 pF Condensador cerámico, 22 pF, radial, 100 V

2

2,00 2,00

224-4325

u CONDENSADOR, 10uF, 50V Condensador electrolitico, 10uF, 50V, radial

2

2,00 2,00

224-4311

u CONDENSADOR, 100nF, 50V Condensador electrolitico, 100nF, 50V, radial

3

3,00 3,00

114

Precio Importe

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_05 OTROS COMPONENTES Código 560-293

Descripción

Uds Largo Ancho Alto Parciales

Cantidad

u TUERCA M3 Tuercas para placas y componentes

250

250,00 250,00

560-776

u TORNILLO M3 Tornillos para placas y componentes

250

250,00 250,00

221-128

u SEPARADOR M3 Separadores para placas

50

50,00 50,00

115

Precio Importe

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_06 MANO DE OBRA Código

Descripción

Uds Largo Ancho Alto Parciales

A025126

h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo III 150

Cantidad

150,00 150,00

A025327

h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo II 20

20,00 20,00

116

Precio Importe

PRESUPUESTO 7.2

Precios unitarios

Código

Ud. Descripción

2085213

u CONDENSADOR, 330 nF, 500V

Precio 0,66 €

1673499

u CONDENSADOR, 10UF, 450V

0,54 €

749-7290

u CONDENSADOR, 1000uF, 50V

1,51 €

1759453

u CONDENSADOR, 10uF, 25V

0,12 €

1867948

u CONDENSADOR, 100nF, 25V

0,32 €

8657262

u DIODO, 8A, 600V

1,56 €

1431060

u DIODO, SCHOTTKY, 30A, 100V

1,02 €

1612394

u DIODO ZENER 16V, 3W

0,16 €

753-3059

u MOSFET, N, 650V, 77,5A

10,87 €

1684526

u MOSFET, N, 200V, 130A

7,71 €

403-840

u MOSFET DRIVER

1,07 €

702-5217

u ZOCALO, 8w, SMT

286-311

u TRANSDUCTOR DE CORRIENTE, 25A

0077083A7

u NUCLEO TOROIDAL 77083-A7

6,77 €

0077439A7

u NUCLEO TOROIDALl 77439-A7

7,20 €

223-2874

u RESISTENCIA, 3R3, 0.25W

0,04 €

223-2394

u RESISTENCIA, 10k, 0.25W

0,04 €

223-2625

u RESISTENCIA, 560k, 0.25W

0,04 €

223-2489

u RESISTENCIA, 430k, 0.25W

0,04 €

3376908

u DISIPADOR DE CALOR

4215590

u CONECTOR FASTON PCB

0,19 €

9731148

u CONECTOR KK 2 MACHO

0,38 €

143126

u CONECTOR KK 2 HEMBRA

0,25 €

9731150

u CONECTOR KK 3 MACHO

0,48 €

143130

u CONECTOR KK 3 HEMBRA

0,28 €

2112492

u TESTPOINT

1023245

u MOSFET DRIVER H/L SIDE

3,13 €

1673502

u CONDENSADOR, 22UF, 450V

0,97 €

1469369

u DIODO, 1A, 600V

0,21 €

1291995

u MOSFET, N, 550V, 45A

1651598

u DIODO ZENER 16V, 1.3W

0,06 €

3728453

u RESISTENCIA, 10R, 0.5W

0,02 €

3728478

u RESISTENCIA, 100k, 0.5W

0,02 €

223-1981

u RESISTENCIA, 0R, 0.25W

0,04 €

224-4325

u CONDENSADOR, 10uF, 50V

0,19 €

1759312

u CONDENSADOR, 100nF, 63V

0,35 €

9752382

u CONDENSADOR, 1uF, 63V

0,39 €

1413877

u CONDENSADOR, PP, 4.7uF, 400V

6,70 €

9731150

u CONECTOR KK 4 MACHO

0,48 €

143128

u CONECTOR KK 4 HEMBRA

0,32 €

0077324A7

u NUCLEO TOROIDAL 77324-A7

6,35 €

483-8461

u CONECTOR KK 2 MACHO

0,48 €

801-796

u ZOCALO DIL

0,66 €

171-1234

u LED

0,22 €

1,09 € 17,40 €

12,58 €

13,01 €

15,27 €

117

PRESUPUESTO Código

Ud. Descripción

Precio

545-3049

u DIODO ZENER SMD, 5.1 V, 0.5 W

0,17 €

102-327

u PULSADOR

1,60 €

9712828

u CRISTAL, 7.372800MHZ

0,88 €

453-123

u CONECTOR KK 2 HEMBRA

0,15 €

483-8477

u CONECTOR KK 3 MACHO

0,83 €

467-605

u CONECTOR KK 3 HEMBRA

0,30 €

483-8483

u CONECTOR KK 4 MACHO

0,46 €

296-4956

u CONECTOR KK 4 HEMBRA

0,35 €

331-6421

u CONECTOR RJ11 HEMBRA

0,61 €

223-2287

u RESISTENCIA, 1k5, 0.25W

0,04 €

223-2120

u RESISTENCIA, 100R, 0.25W

0,04 €

3728443

u RESISTENCIA, 100R, 0.5W

0,02 €

3728447

u RESISTENCIA, 470R, 0.5W

0,02 €

3728449

u RESISTENCIA, 1k5, 0.5W

0,02 €

3728470

u RESISTENCIA, 10k, 0.5W

0,02 €

1200744

u CONDENSADOR 0,1 uF

0,32 €

224-4279

u CONDENSADOR 1 nF

0,32 €

224-4467

u CONDENSADOR 22 pF

0,31 €

224-4325

u CONDENSADOR, 10uF, 50V

0,19 €

224-4311

u CONDENSADOR, 100nF, 50V

0,15 €

560-293

u TUERCA M3

0,02 €

560-776

u TORNILLO M3

0,01 €

221-128

u SEPARADOR M3

0,19 €

A025126

h Técnico de Investigación grupo III

12,50 €

A025327

h Técnico de Investigación grupo II

17,50 €

1004276

u VARISTOR, 19.0J, 250 V CA

0,28 €

1200782

u CONDENSADOR, 0,1μF, 630 V

0,31 €

12320

u PLACA DE TOPOS

3,56 €

1297281

u DSPIC30F2020

6,78 €

118

PRESUPUESTO 7.3

Presupuesto

CAPÍTULO C_01 PLACA BOOST CUADRÁTICO Código

Descripción

2085213

u CONDENSADOR, 330 nF, 500V

Cantidad

Precio

Importe

C1812V334KCRAC TU - CONDENSADOR, 330 nF, 500V, X7R, 1812

1673499

1,00

0,66 €

0,66 €

3,00

0,54 €

1,62 €

1,00

1,51 €

1,51 €

5,00

0,12 €

0,60 €

4,00

0,32 €

1,28 €

1,00

1,56 €

1,56 €

1,00

1,02 €

1,02 €

2,00

0,16 €

0,32 €

1,00

10,87 €

10,87 €

1,00

7,71 €

7,71 €

u CONDENSADOR, 10UF, 450V EEUEE2W100U - CAPACITOR, 10UF, 450V, 10X20MM

749-7290

u CONDENSADOR, 1000uF, 50V Capacitor, Al, 105deg, 1000uF, 50V, 16X25MM

1759453

u CONDENSADOR, 10uF, 25V MCCA000570 - CAP, CERAMIC, 10UF, 25V, Y5V, 1206

1867948

u CONDENSADOR, 100nF, 25V CAP MLCC, 0.1UF, 25V, X7R, 10%, 0402

8657262

u DIODO, 8A, 600V VS-8ETX06FPPBF - DIODO, HIPERRÁPIDO, 8A, 600V

1431060

u DIODO, SCHOTTKY, 30A, 100V MBR30H100CTG - DIODE, SCHOTTKY, 30A, 100V, TO-220

1612394

u DIODO ZENER 16V, 3W VISHAY SEMICONDUCTOR DIODE, ZENER, 16V, 3 W

753-3059

u MOSFET, N, 650V, 77,5A IPW60R041C6 MOSFET canal N 650V 77,5A CoolMOS C6

1684526

u MOSFET, N, 200V, 130A IRFP4668PBF MOSFET N-ch HEXFET 200V 130A TO247AC

119

PRESUPUESTO Código

Descripción

403-840

u MOSFET DRIVER

Cantidad

Precio

Importe

6A Single MOSFET Driver,MCP1407-E/P

702-5217

2,00

1,07 €

2,14 €

2,00

1,09 €

2,18 €

1,00

17,40 €

17,40 €

1,00

6,77 €

6,77 €

1,00

7,20 €

7,20 €

2,00

0,04 €

0,08 €

3,00

0,04 €

0,12 €

1,00

0,04 €

0,04 €

1,00

0,04 €

0,04 €

1,00

12,58 €

12,58 €

u ZOCALO, 8w, SMT 8w DIL socket open frame SMT

286-311

u TRANSDUCTOR DE CORRIENTE, 25A Transductor de corriente efecto Hall, 25A, LA 25-NP

0077083A7

u NUCLEO TOROIDAL 77083-A7 Nucleo toroidal 0077083-A7, Kool Mu, OD=40,8mm

0077439A7

u NUCLEO TOROIDALl 77439-A7 Nucleo toriodal 0077439-A7, Kool Mu, OD=47,6mm

223-2874

u RESISTENCIA, 3R3, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 3R3, 0.25W

223-2394

u RESISTENCIA, 10k, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 10k, 0.25W

223-2625

u RESISTENCIA, 560k, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 560k, 0.25W

223-2489

u RESISTENCIA, 430k, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 430k, 0.25W

3376908

u DISIPADOR DE CALOR Disipador de calor 10x12x3,7CM, aluminio, 100ºC/W

120

PRESUPUESTO Código

Descripción

4215590

u CONECTOR FASTON PCB

Cantidad

Precio

Importe

Conector Faston PCB 6,3x0,8mm, ØTaladro C.I. 1,3mm

9731148

4,00

0,19 €

0,76 €

3,00

0,38 €

1,14 €

3,00

0,25 €

0,75 €

2,00

0,42 €

0,84 €

2,00

0,28 €

0,56 €

1,00

13,01 €

13,01 €

u CONECTOR KK 2 MACHO Conector KK 2 vias macho para PCB

143126

u CONECTOR KK 2 HEMBRA Conector KK 2 vias hembra para PCB

9731150

u CONECTOR KK 3 MACHO Conector KK 3 vias macho para PCB

143130

u CONECTOR KK 3 HEMBRA Conector KK 3 vias hembra para PCB

2112492

u TESTPOINT TEST POINT, PCB, paquete de 100 unidades

TOTAL CAPITULO C_01 PLACA BOOST CUADRATICO

121

92,76 €

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_02 PLACA PUENTE INVERSOR Código

Descripción

1023245

u MOSFET DRIVER H/L SIDE

Cantidad

Precio

Importe

IR21834PBF - DRIVER, MOSFET, HIGH/LOW SIDE

1673502

2,00

3,13 €

6,26 €

1,00

0,97 €

0,97 €

2,00

0,21 €

0,42 €

4,00

15,27 €

61,08 €

6,00

0,06 €

0,35 €

4,00

0,02 €

0,08 €

4,00

0,02 €

0,08 €

2,00

0,04 €

0,08 €

2,00

0,19 €

0,38 €

u CONDENSADOR, 22UF, 450V EEUEE2W220S - CAPACITOR, 22UF, 450V, 16X20MM

1469369

u DIODO, 1A, 600V BYV26C-TAP - DIODE, ULTRAFAST, 1A, 600V

1291995

u MOSFET, N, 550V, 45A STW45NM50 - MOSFET, N CH, 550V, 45A, TO-247

1651598

u DIODO ZENER 16V, 1.3W DIODE, ZENER, VZ 16V

3728453

u RESISTENCIA, 10R, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 10R, 0.5W

3728478

u RESISTENCIA, 100k, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 100k, 0.5W

223-1981

u RESISTENCIA, 0R, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 0R, 0.25W

224-4325

u CONDENSADOR, 10uF, 50V Condensador electrolitico, 10uF, 50V, radial

122

PRESUPUESTO Código

Descripción

1759312

u CONDENSADOR, 100nF, 63V

Cantidad

Precio

Importe

Condensador de poliester, 100 nF, 63 V

9752382

4,00

0,35 €

1,40 €

2,00

0,39 €

0,78 €

1,00

6,70 €

6,70 €

4,00

0,48 €

1,92 €

4,00

0,32 €

1,28 €

u CONDENSADOR, 1uF, 63V Condensador de poliester, 1 uF, 63 V

1413877

u CONDENSADOR, PP, 4.7uF, 400V MKP1840547404M - CAP, FILM, 4.7UF, 5%, 400V

9731150

u CONECTOR KK 4 MACHO Conector KK 4 vias macho para PCB

143128

u CONECTOR KK 4 HEMBRA Conector KK 4 vias hembra para PCB

TOTAL CAPITULO C_02 PLACA PUENTE INVERSOR

123

81,78 €

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_03 PLACA DE FILTRO Código

Descripción

1004276

u VARISTOR, 19.0J, 250 V CA

Cantidad

Precio

Importe

EPCOS - B72207S0251K101 - VARISTOR, 19.0J, 250 V CA

1200782

1,00

0,28 €

0,28 €

1,00

0,31 €

0,31 €

1,00

3,56 €

3,56 €

1,00

6,35 €

6,35 €

u CONDENSADOR, 0,1μF, 630 V EPCOS - B32652A6104J - CONDENSADOR, 0,1μF, 630V

12320

u PLACA DE TOPOS Placa de topos, paso 5,08

0077324A7

u NUCLEO TOROIDAL 77324-A7 Nucleo toroidal 00324-A7, Kool Mu, OD=35,8mm

TOTAL CAPITULO C_03 PLACA DE FILTRO

124

10,50 €

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_04 PLACA DE CONTROL Código

Descripción

1297281

u DSPIC30F2020

Cantidad

Precio

Importe

DSPIC30F2020-30I/SP - DSP FLASH 16 BITS 12K, 512B RAM, DIP28

801-796

1,00

6,78 €

6,78 €

1,00

0,66 €

0,66 €

5,00

0,22 €

1,10 €

11,00

0,17 €

1,85 €

2,00

1,60 €

3,20 €

1,00

0,88 €

0,88 €

16,00

0,48 €

7,68 €

16,00

0,15 €

2,37 €

3,00

0,83 €

2,49 €

3,00

0,30 €

0,90 €

u ZOCALO DIL Zócalo DIL, pin torneado 28 vias, 7,62 mm

171-1234

u LED LED de color rojo

545-3049

u DIODO ZENER SMD, 5.1 V, 0.5 W Diodo Zener en montaje superficial, 5,1 V, 0,5 W

102-327

u PULSADOR Interruptor pulsador SPST

9712828

u CRISTAL, 7.372800MHZ LF A194A - CRISTAL, 7.372800MHZ

483-8461

u CONECTOR KK 2 MACHO Conector KK 2 vias macho para PCB

453-123

u CONECTOR KK 2 HEMBRA Conector KK 2 vias hembra para PCB

483-8477

u CONECTOR KK 3 MACHO Conector KK 3 vias macho para PCB

467-605

u CONECTOR KK 3 HEMBRA Conector KK 3 vias hembra para PCB

125

PRESUPUESTO Código

Descripción

483-8483

u CONECTOR KK 4 MACHO

Cantidad

Precio

Importe

Conector KK 4 vias macho para PCB

296-4956

1,00

0,46 €

0,46 €

1,00

0,35 €

0,35 €

1,00

0,61 €

0,61 €

2,00

0,04 €

0,08 €

2,00

0,04 €

0,08 €

2,00

0,04 €

0,08 €

6,00

0,02 €

0,12 €

3,00

0,02 €

0,06 €

7,00

0,02 €

0,14 €

7,00

0,02 €

0,14 €

u CONECTOR KK 4 HEMBRA Conector KK 4 vias hembra para PCB

331-6421

u CONECTOR RJ11 HEMBRA Conector RJ11 hembra, 6/6

223-2287

u RESISTENCIA, 1k5, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 1k5, 0.25W

223-2120

u RESISTENCIA, 100R, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 100R, 0.25W

223-2394

u RESISTENCIA, 10k, 0.25W Resistencia en chip CRG1206, 10k, 0.25W

3728443

u RESISTENCIA, 100R, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 100R, 0.5W

3728447

u RESISTENCIA, 470R, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 470R, 0.5W

3728449

u RESISTENCIA, 1k5, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 1k5, 0.5W

3728470

u RESISTENCIA, 10k, 0.5W Resistencia de pelicula de carbon, 10k, 0.5W

126

PRESUPUESTO Código

Descripción

1200744

u CONDENSADOR 0,1 uF

Cantidad

Precio

Importe

Condensador de poliéster, 0,1 uF, 100 V

224-4279

3,00

0,32 €

0,95 €

5,00

0,32 €

1,58 €

2,00

0,31 €

0,63 €

2,00

0,19 €

0,38 €

3,00

0,15 €

0,45 €

u CONDENSADOR 1 nF Condensador BF 1 nF, radial, 100 V

224-4467

u CONDENSADOR 22 pF Condensador cerámico, 22 pF, radial, 100 V

224-4325

u CONDENSADOR, 10uF, 50V Condensador electrolitico, 10uF, 50V, radial

224-4311

u CONDENSADOR, 100nF, 50V Condensador electrolitico, 100nF, 50V, radial

TOTAL CAPITULO C_04 PLACA DE CONTROL

127

33,99 €

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_05 OTROS COMPONENTES Código 560-293

Descripción

Cantidad

Precio

Importe

u TUERCA M3 Tuercas para placas y componentes

560-776

250,00

0,02 €

4,00 €

250,00

0,01 €

2,75 €

50,00

0,19 €

9,30 €

u TORNILLO M3 Tornillos para placas y componentes

221-128

u SEPARADOR M3 Separadores para placas

TOTAL CAPITULO C_05 OTROS COMPONENTES

128

16,05 €

PRESUPUESTO

CAPÍTULO C_06 MANO DE OBRA Código

Descripción

Cantidad

A025126

h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo III 150,00

A025327

Precio

Importe

12,50 €

1.875,00 €

17,50 €

350,00 €

h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo II 20,00

TOTAL CAPITULO C_06 MANO DE OBRA

129

2.225,00 €

PRESUPUESTO 7.4

Resumen presupuesto

Capítulo Resumen

Importe

C_02

PLACA BOOST CUADRÁTICO PLACA PUENTE INVERSOR

C_03

PLACA DE FILTRO

10,50 €

C_04

PLACA DE CONTROL

33,99 €

C_05

OTROS COMPONENTES

16,05 €

C_06

MANO DE OBRA

2.225,00 €

C_01

92,76 € 81,78 €

13,00 % Gastos Generales 6,00 % Beneficio Industrial

TOTAL EJECUCIÓN MATERIAL 2.460,08 € 319,81 147,60 SUMA TOTAL EJECUCIÓN DE MATERIAL, G.G. i B.I. 2.927,50 €

21,00 % I.V.A. 614,77 €

TOTAL PRESUPUESTO CONTRATA 3.542,27 €

TOTAL PRESUPUESTO GENERAL 3.542,27€

130

PLIEGO DE CONDICIONES

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020

8. PLIEGO DE CONDICIONES

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

131

PLIEGO DE CONDICIONES

8

PLIEGO DE CONDICIONES

8.1

Condiciones administrativas

8.1.1 Condiciones generales El presente pliego de condiciones tiene como objetivo definir a futuros investigadores que continúen el estudio de convertidores conmutados y puentes inversores con las leyes de control implementadas en este proyecto, ya sea trabajando sobre prototipos construidos u otros que se deriven. Los convertidores fabricados son circuitos que están en fase de desarrollo. Estos convertidores se han elaborado para confirmar de forma experimental los estudios teóricos y las simulaciones por ordenador, pero no están preparados para trabajar a un nivel industrial. No obstante, se prevé que circuitos derivados tengan una aplicación industrial, adaptando los circuitos a otros aspectos como protecciones, interferencias, etc. El convertidor está compuesto por una placa donde se ha montado el boost cuadrático y otra con el puente inversor, dichas placas de conectan a partir de terminales de conexión preestablecidas entre ellas y con una tercera placa donde se realiza el control digital. En caso de modificaciones o mal uso de software o hardware diseñado, el técnico realizador de proyecto no se hace cargo de daños personales y materiales, así como el mal funcionamiento y averías, tanto en el convertidor como en las fuentes conectadas a éste. 8.1.2 Normas, permisos y certificaciones Todas las unidades de obra se ejecutan cumpliendo las prescripciones indicadas en los Reglamentos de Seguridad y Normas Técnicas de obligado cumplimiento para este tipo de instalación. Todos los aparatos e instrumentos usados tendrán que estar homologados. Además, los instrumentos de medida tendrán que tener a disposición sus correspondientes certificados de calibración. 8.1.3 Descripción general del montaje En la elaboración física del prototipo se han definido una serie de pasos a seguir con riguroso orden, donde no se puede empezar uno hasta haber finalizado el otro. 1- Pedido y compra del material y componentes. 2- Construcción de los inductores. 3- Fabricaciones de las placas de circuito impreso. 4- Taladrado de agujeros de sujeción de disipadores 5- Colocación y soldadura de los componentes sobre las placas. 6- Colocación de separadores y disipadores. 7- Verificación y ajuste de las placas por separado. 8- Interconexión de los módulos. 9- Verificación y ajustes de los módulos interconectados. 10- Mantenimiento de los equipos. 132

PLIEGO DE CONDICIONES 8.2

Condiciones económicas

8.2.1 Precios El importe calculado en el presupuesto del presente proyecto puede sufrir variaciones debidas a cambios de precios de los componentes utilizados. Estos precios unitarios se entienden que comprenden la ejecución total de un prototipo, incluyendo todos los trabajos complementarios y materiales, así como la parte proporcional de imposición fiscal, las cargas laborales y otros gastos que se deriven. El presupuesto no incluye los gastos de tipo energético ocasionados por el proceso de instalación ni por el uso del prototipo. 8.2.2 Responsabilidades El coste que pueda provocar el incumplimiento de las especificaciones expuestas en el presente capítulo en la manipulación de los circuitos construidos recae sobre el instalador o usuario. El instalador o usuario es el único responsable de todas las acciones en contra de lo acordado que él o las personas que estén bajo su cargo cometan durante la ejecución de las operaciones relacionadas con las mismas. También es responsable de los accidentes o daños que, por errores, inexperiencia o aplicación de métodos adecuados se produzcan a terceros. El instalador o usuario es el único responsable del incumplimiento de las disposiciones vigentes en material laboral respecto a su personal y por lo tanto, los accidentes que puedan suceder y de los derechos que puedan derivarse de ellos. En el caso de que se implemente la totalidad o una parte del contenido del proyecto para la elaboración de circuitos para uso industrial, la persona responsable de la ejecución (contratista) tendrá la obligación de hacerse cardo de todos los gastos originados por el trabajo mal ejecutado sin que sirva de excusa que el Técnico Director haya examinado y aprobado las pruebas. 8.3

Condiciones facultativas

8.3.1 Personal Todas las acciones que se desarrollen serán ejecutadas por el personal cualificado con los conocimientos de electrónica de potencia. También será necesaria experiencia en software de simulación de circuitos electrónicos, diseño de placas de circuito impreso, programación de dsPIC y el uso de aparatos e instrumentos de medida como osciloscopios y multímetros. El personal se someterá a las normas y reglas previstas por la comunidad autónoma, país u organismos internacionales sobre estas tareas. El técnico realizador de proyecto, así como el personal investigador, no se hacen responsables de los desperfectos provocados por su incumplimiento. El contratista tendrá en la obra el número y clase de operarios que hagan falta para el volumen y naturaleza de los trabajos que se realicen, en los cuales serán de reconocida aptitud y experiencia en el oficio. El contratista estará obligado a separar de la obra aquel personal que a juicio del Director Técnico no cumpla con sus obligaciones o realice el trabajo defectuosamente, ya sea por falta de conocimientos o bien por obrar inadecuadamente. 133

PLIEGO DE CONDICIONES 8.3.2 Reconocimientos y ensayos previos Cuando el Director Técnico lo considere oportuno, podrá encargar el análisis, ensayo o comprobación de los materiales, elementos o instalaciones, ya sea en la fábrica de origen, laboratorios oficiales o en la misma obra, según lo que crea más conveniente, aunque este no esté indicado en este pliego. En el caso de discrepancia, los ensayos o pruebas se efectuarán en el laboratorio que el Director Técnico de obra designe. Los gastos ocasionados por estas pruebas y comprobaciones irán a cuenta del contratista. Antes de la alimentación del prototipo será necesario unos reconocimientos previos de las placas de circuito impreso, que incluirán: verificación de conexiones y comprobación del buen estado de todos los componentes. Una vez alimentado se comprobará el funcionamiento de todos los elementos y se sustituirán los elementos defectuosos, en caso de existir. 8.3.3 Materiales Todos los materiales cumplirán las especificaciones y tendrán las características indicadas en el proyecto. Además tendrán que cumplir la calidad indicada y especialmente los elementos de precisión. Así mismo, en el caso de que no se encuentre en el mercado alguno de los productos, ya sea porque se han agotado o porque ya no se fabrica, el operario encargado del montaje tendrá que estar capacitado para sustituirlo por uno similar. Cualquier otra especificación o característica de los materiales que figure solo en uno de los documentos del proyecto, aunque no aparezcan en el resto, será igualmente obligatoria.

8.3.3.1 - Conductores eléctricos Los conductores de señal serán de cables de cobre de 0.5 mm 2 de sección ya que estos no trabajaran con potencias elevadas. Para evitar pérdidas en los cables, se recomienda disminuir todo lo posible su longitud e incluso utilizar conductores con una sección ligeramente superior. 8.3.3.2 – Resistencias Una resistencia no es exacta y es necesario establecer los extremos máximos y mínimos entre los cuales estará comprendido su valor. La tolerancia marca el intervalo de valores admisible y se expresa normalmente en tanto por ciento del valor exacto. Para obtener los extremos se tiene que multiplicar el valor nominal de la resistencia por su tolerancia, después sumar o restar este resultado al valor nominal para saber el máximo y mínimo que puede obtener. En el proyecto se usan dos tipos de resistencias, de potencia y de uso general. Las de potencia son las que tienen dimensiones mayores, recubrimiento metálico que facilita la disipación del calor y son las únicas que pueden soportar potencias del orden de centenas de vatios. Las de uso general engloban el resto de resistencias que pueden soportar como máximo una potencia de 0.25 W, tienen aplicaciones y encapsulados diversos. Las tolerancias estándar de las resistencias de uso general son 5%, 10% y 20%. Según el valor óhmico y la tolerancia, se establecen de forma estándar una serie de valores 134

PLIEGO DE CONDICIONES de forma que con ella se pueda tener toda una gama de resistencia, estos valores son los que se muestran en la tabla siguiente. El conjunto total de valores de toda la gama se obtiene multiplicando por 10, 102, 103, 104, 105, 106.

Tolerancia

Valores estandarizados

5%

1.0/1.2/1.3/1.5/1.6/1.8/2.0/2.2/2.4/2.7/3.0/3.6/4.3/4.7/5.1/5.2/5.6/6.8/7.5/8.2/9.8

10%

1.0/1.2/1.5/1.8/2.2/3.3/3.9/4.7/5.6/6.8/8.2

20%

1.0/1.5/2.2/3.3/4.7/6.8

Para evitar la utilización de un número elevado de ceros en la designación del valor de una resistencia, se utilizan múltiples del ohmio. Los más usados comercialmente son: 

kiloOhmio (kΩ): 1 kΩ = 103 Ω



megaOhmio (MΩ): 1 MΩ = 106 Ω

8.3.3.3 – Condensadores La capacidad de los condensadores tiene la unidad de Faradios, pero como la unidad es excesivamente grande, se utilizan, en la práctica, otras unidades fraccionarias de la anterior. Las más utilizadas comercialmente son: 

microFaradio (uF): 1 uF = 10-6 F



nanoFaradio (nF): 1 nF = 10-9 F



picoFaradio (pF): 1 pF = 10-12 F

Al igual que las resistencias, los condensadores también tienen una tolerancia que acostumbra a ser del 5, 10 o 20%. Aunque en los electrolíticos puede llegar a ser del 50%. En este proyecto se han utilizado: - Condensadores electrolíticos de alta capacidad para los filtros de potencia. - Condensadores de poliéster y cerámicos en montaje superficial para el desacoplo en las alimentaciones. 8.3.3.4 – Inductores Los inductores son componentes pasivos formados por un núcleo magnético y un hilo de cobre esmaltado a su alrededor formando espiras, las cuales generan un flujo magnético que mayoritariamente circula por el núcleo. La magnitud física relacionada es la inductancia, la cual se expresa en henrios (H), aunque en la práctica se utilizan unidades fraccionarias de la anterior. Los más usados comercialmente son: 

miliHenrio (mH): 1 mH = 10-3 H



microHenrio (uH): 1 uH = 10-6 H

135

PLIEGO DE CONDICIONES Los inductores son los componentes con menos exactitud, pues en este proyecto están fabricados por el instalador. Así mismo, existen aparatos de medida de inductancias que permiten obtener buenas aproximaciones. 8.3.3.5 – Circuitos integrados y semiconductores Los circuitos integrados se tienen que alimentar adecuadamente teniendo en cuenta las hojas de características de los mismos o datasheet. Tanto los circuitos integrados como los semiconductores nunca se tendrían que exponer a valores de tensión y/o corriente superiores a los indicados en el datasheet. Otro aspecto a tener en cuenta serán los daños que se pueden producir en estos elementos por causa de la electricidad estática. Para reducir la posibilidad de este efecto será necesaria la utilización de guantes de látex. De esta forma se evita cualquier descarga no deseada a los circuitos integrados, ya que estos son los más sensibles a este tipo de descargas.

8.3.3.6 – Zócalos Se trata de soportes de contacto mecanizado de gran cantidad de perfil bajo, formado por contactos internos o pads de estaño sobre una base de bronce-fosforo. Los zócalos están amoldados mediante un poliéster negro con fibra de vidrio. El uso de zócalos para la inserción de circuitos integrados reduce el tiempo de sustitución para otro circuito integrado y además evita el calentamiento de los pads de los integrados en el proceso de soldadura, que podría producir un deterioro o la destrucción del dispositivo. 8.3.3.7 – Placas de circuito impreso Las placas de circuito impreso que se necesiten construir se harán a partir de una lámina de cobre fresada. Las placas se fabricarán de doble cara. 8.3.3.8 – Interconexión de las placas de circuito impreso Todas las placas dispondrán de sus conexiones pertinentes para unir las diferentes placas de control y potencia con la alimentación, la salida del inversor con la carga y la interconexión entre dichas placas. Las conexiones de potencia se realizarán mediante conectores Faston PCB y las de control mediante conectores Molex KK de 2, 3 y 4 cabezales según convenga. 8.3.4 Condiciones de ejecución En este apartado se describirán los procesos a realizar en la fabricación de un prototipo. 8.3.4.1 - Encargo y compra del material La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios tendrá que realizarse con suficiente antelación de forma que estén disponibles en el momento de iniciar el montaje de las placas de circuito impreso.

136

PLIEGO DE CONDICIONES 8.3.4.2 - Construcción de inductores Para la construcción de los inductores se utilizará hilo de cobre esmaltado de 0.28 mm2 de sección, siendo necesario el cálculo del número de hilos necesarios para conseguir la sección deseada en cada inductor. Estos hilos de trenzarán y se enrollarán alrededor de un núcleo toriodal pluvimetalúrgico hasta alcanzar la inductancia requerida. Mediante un soldador con punta plana y un baño de estaño, se fundirá el esmalte aislante de los extremos del hilo de cobre para su correcta conexión con la placa. 8.3.4.3 – Fabricación de placas de circuito impreso Para realizar las placas de circuito impreso se ha utilizado una máquina de control numérico que va fresando las capas de cobre de la placa, delimitando las pistas y realizando los agujeros pertinentes conforme el Layout cargado. 8.3.4.4 – Soldadura de componentes La soldadura se ha realizado mediante la fusión de estaño, ya que es la más sencilla, rápida, segura y ofrece la menor resistencia de contacto. El proceso de soldadura consiste en unir dos conductores (hilos o terminales de los componentes) de forma que mediante el añadido de un tercer material conductor fundido se cree un compuesto intermetálico entre los tres conductores que al enfriarse se obtenga una unión rígida permanente. Tanto los materiales a soldar como las herramientas de soldadura tienen que cumplir unos requisitos de limpieza, ya que la presencia de óxidos o cualquier otro tipo de suciedad impedirían que la soldadura sea de la cualidad necesaria para mantenerse sin ningún tipo de degradación en el tiempo. 8.3.4.5 – Ensayos, verificaciones y medidas Antes de alimentar los módulos se verificará la continuidad de todas las conexiones internas. A la hora de alimentarlas, se comprobará que todas las tensiones sean las adecuadas para cada módulo. Se recomienda que se verifiquen las formas de onda obtenidas en los diferentes puntos del circuito mediante un osciloscopio de alta sensibilidad. El posible funcionamiento inadecuado del equipo puede ser debido a diversas causas que pueden resumirse en los puntos siguientes: 

Conexiones defectuosas.



Componentes defectuosos.

8.3.5 Reglamento electrónico de baja tensión Todos los aspectos técnicos de la instalación que directa o indirectamente estén incluidos en el Reglamento Electrónico de Baja Tensión (REBT), tendrán que cumplir lo que disponen las respectivas normas. Las instrucciones más importantes en la realización del presente proyecto son las siguientes: 

M.I.B.T. 029 Instalaciones a pequeñas señales.



M.I.B.T. 030 instalaciones a tensiones especiales. 137

ANEXO I

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020

ANEXO I

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

138

ANEXO I

ANEXO I: Código implementado en el dsPIC #include #include #include #include #include /* Configuracion DSP*/ _FOSCSEL(FRC_PLL) _FOSC(CSW_FSCM_OFF & FRC_HI_RANGE & OSC2_CLKO) _FPOR(PWRT_128) _FGS(CODE_PROT_OFF) _FBS(BSS_NO_FLASH) unsigned int indice=0, semiciclo=0, directo=1, Vout=45400, Iref=0, sobretension=0, estable=0;

duty[100],

int num=2; fractional veck[2]={0,0}; fractional vecerror[2]={0,0}; fractional *puntk; fractional *punterror; fractional iref=0, Vref=0, Imax=0, Vmax=0, limite=0, Vo=0, Vmin=0; extern fractional VectorDotProduct(int fractional* vecerror);

num,

fractional*

void __attribute__((interrupt, no_auto_psv)) _PWM2Interrupt() void __attribute__((interrupt, no_auto_psv))_ADCInterrupt () void ini_duty(); void ini_pi(); void ini_led(); void ini_irq(); void ini_comp(); void ini_cad(); void ini_pwm();

139

veck,

ANEXO I /* ------------------------ RUTINA PRINCIPAL ------------------- */ int main() { void ini_duty(); void ini_pi(); void ini_led(); void ini_irq(); void ini_comp(); void ini_cad(); void ini_pwm(); PTCONbits.PTEN = 1 ;

//modulo PWM habilitado

ADCONbits.ADON = 1;

//modulo CAD habilitado

while(1) {} } /*----------------- INICIALIZACION DUTY SENOIDAL -----------------*/ void ini_duty() { float i=0; for(indice=0;indice limite superior de corriente CMPCON1bits.CMPON

= 1 ;

//comparador habilitado

CMPCON1bits.INSEL

= 2 ;

//pin entrada C

CMPCON1bits.EXTREF = 0 ;

//referencia DAC de fuente interna

CMPCON1bits.CMPPOL = 0 ;

//salida no invertida

CMPCON1bits.RANGE

//rango alto Max DAC=AVdd/2 (2.5V)

CMPDAC1 = 10 ; // comparador 2

= 1 ;

//valor inicial bajo (CMPDACx/1024*2.5V) ---> limite inferior de corriente

CMPCON2bits.CMPON

= 1 ;

//comparador habilitado

CMPCON2bits.INSEL

= 0 ;

//pin entrada A

CMPCON2bits.EXTREF = 0 ;

//referencia DAC de fuente interna

CMPCON2bits.CMPPOL = 1 ;

//salida invertida

CMPCON2bits.RANGE

//rango alto Max DAC=AVdd/2 (2.5V)

CMPDAC2 = 1000 ;

= 1 ;

//valor inicial alto (CMPDACx/1024*2.5V)

}

141

ANEXO I /* ----------- CONFIGURACION CONVERTIDOR A/D -------------------- */ void ini_cad() { ADCONbits.ADON

= 0; //inhabilita CAD para su configuracion

ADCONbits.FORM

= 1;

//salida en fraccional

ADCONbits.EIE

= 1;

//genera int en la 1º conversion

ADCONbits.ORDER

= 0;

//empieza conversion en canal par

ADCONbits.SEQSAMP = 1;

//los canales se muestrean conjuntamente

ADCONbits.ADCS

//frecuencia conversion Fadc/14

= 5;

ADPCFG = 0xFFFC;

//AN0,AN1 entradas analogicas

ADSTAT = 0;

//limpiar ADSTAT

ADCPC0bits.IRQEN0 = 1 ; //habilita int al finalizar conv. en AN0,AN1 ADCPC0bits.TRGSRC0 = 5 ; //se activa conversion por trigger del PWM2 } /* --------------- CONFIGURACION PWM ---------------------------- */ void ini_pwm() { PTCONbits.PTEN = 0 ;

//modulo inhabilitado para configuracion

PTCONbits.EIPU = 1 ; //permite cambiar periodo en cualquier momento PTPER = 47620;

//Periodo = PTPER*1.05ns (@30MIPS)

/* -------------------- PWM 1 ----------------------------- */ PWMCON1bits.ITB

= 1 ; //PHASE1 porporciona el periodo del PWM1

PWMCON1bits.MDCS

= 0 ; //PDC1 proporciona ciclo de trabajo

PWMCON1bits.DTC

= 2 ; //sin tiempo muerto

PWMCON1bits.XPRES = 1 ; //Current Limit resetea base de tiempo //independiente PWMCON1bits.IUE IOCON1bits.PENH IOCON1bits.PENL IOCON1bits.POLH

= 1 ; //se cambia el valor de PDC1 inmediatamente = 1 ;

//pin PWM1H controlado por modulo PWM1

= 1 ; //pin PWM1L “ ” = 0 ;

//PWM1H se activa a nivel alto

IOCON1bits.POLL

= 0 ; //PWM1L

IOCON1bits.PMOD

= 1 ; //pines H,L en modo independiente

IOCON1bits.FLTDAT = 0 ; // provee salidas para PWM1H,PWM1L en //modo Fault IOCON1bits.CLDAT

= 2 ; // provee salidas para PWM1H,PWM1L en //modo CL

142

ANEXO I

FCLCON1bits.CLSRC

= 1 ; //comparador 2 controla CL de PWM1

FCLCON1bits.CLPOL

= 0;

//el comparador activa CL a nivel alto

FCLCON1bits.FLTSRC = 0 ; //comparador 1 controla Fault de PWM1 FCLCON1bits.FLTPOL = 0 ; //el comparador activa Fault a nivel alto FCLCON1bits.FLTMOD = 1 ; //el comparador fuerza pines H,L a FLTDAT //ciclicamente PHASE1 = 0xFFFF ;

//mayor periodo independiente posible

PDC1

//ciclo de trabajo grande

= 0xF000 ;

/* -------------------- PWM2 ----------------------------- */ PWMCON2bits.TRGIEN = 1 ; //habilita int por trigger PWMCON2bits.ITB

= 0 ;

//PTPER porporciona el periodo del PWM2

PWMCON2bits.MDCS

= 0 ; //PDC2 proporciona ciclo de trabajo

PWMCON2bits.DTC

= 2 ; //sin tiempo muerto

PWMCON2bits.IUE

= 1 ; //se cambia el valor de PDC2 inmediatamente

IOCON2bits.PENH

= 1 ;

//pin PWM2H controlado por modulo PWM2

IOCON2bits.PENL

= 1 ;

//pin PWM2L “”

IOCON2bits.POLH

= 0 ; //PWM2H se activa a nivel alto

IOCON2bits.POLL

= 0 ; //PWM2L “ ”

IOCON2bits.PMOD

= 1 ;

//pines H,L en modo independiente

FCLCON2bits.CLMODE = 0 ;

//CL inhabilitado en PWM2

FCLCON2bits.FLTMOD = 3 ;

//Fault inhabilitado en PWM2

TRGCON2bits.TRGDIV = 0 ; //int del PWM2 generado cada 1 trigger //trigger generado 32ns al principio del periodo de PWM TRIG2 = 0x0008;

//tiempo de disparo = TRIG2*1.05ns (valor minimo)

PDC2 = 0;

//trabajo inicial nulo

PHASE2 = 0;

//sin desfase

143

ANEXO I /* -------------------- PWM3 ----------------------------- */ PWMCON3bits.TRGIEN

= 1 ; //habilita int por trigger

PWMCON3bits.ITB

= 0 ; //PTPER porporciona el periodo del PWM3

PWMCON3bits.MDCS

= 0 ;

//PDC3 proporciona ciclo de trabajo

PWMCON3bits.DTC

= 2 ; //sin tiempo muerto

PWMCON3bits.IUE

= 1 ; //se cambia el valor de PDC3 inmediatamente

IOCON3bits.PENH

= 1 ; //pin PWM3H controlado por modulo PWM3

IOCON3bits.PENL

= 1 ; //pin PWM3L “”

IOCON3bits.POLH

= 0 ; //PWM3H se activa a nivel alto

IOCON3bits.POLL

= 0 ; //PWM3L “”

IOCON3bits.PMOD

= 1 ; //pines H,L en modo independiente

FCLCON3bits.CLMODE = 0 ; //CL inhabilitado en PWM3 FCLCON3bits.FLTMOD = 3 ; //Fault inhabilitado en PWM3 TRGCON3bits.TRGDIV = 0 ; //int del PWM generado cada 1 trigger //trigger generado 32ns al principio del periodo de PWM TRIG3 = 0x0008;

//tiempo de disparo = TRIG3*1.05ns

PDC3 = 0;

//trabajo inicial nulo

PHASE3 = 0;

//sin desfase

} /* ------------------------ ADC ISR ----------------------------- */ void __attribute__((interrupt, no_auto_psv))_ADCInterrupt () { IFS0bits.ADIF = 0;

// limpiar flag de interrupcion ADC

ADSTATbits.P0RDY = 0;

// limpiar ADSTAT bits

Vo=ADCBUF0>>1;

//1--0 fraccional sin signo

Vout=ADCBUF0;

//65471--0 entero para feed forward

if(Vo>=Vref) estable=1; if(Vo>=Vmax) { CMPDAC1 = 10 ; CMPDAC2 = 1000 ;

144

ANEXO I sobretension = 1; LATAbits.LATA9 = 1;

//encender LED RA9

} else { sobretension = 0; LATAbits.LATA9 = 0;

//apagar LED RA9

} vecerror[0] = Vref - Vo; iref = iref + VectorDotProduct(num, puntk, punterror); if(iref>Imax)

//limitacion superior para iref

iref=Imax;

// y limite inferior?

Iref=iref>>5;

// 1--0 fractional pasa a 1023--0 entero

if (!sobretension) { if(Iref>920) {

//valor maximo de Iref = 2.25 A

Iref=920; CMPDAC1=Iref+90;

//(51/1023)*2.5 V

CMPDAC2=Iref-90; } else if((Iref>90)&&(IrefOFF

{ if(directo) indice++; else indice--; PDC2=duty[indice]*45400/Vout;

//feed forward

PDC3=0; if(indice==99)

//se ha alcanzado 1/4 de ciclo

directo=0; else if(indice==0)

//se ha alcanzado 1/2 de ciclo

{ directo=1;

//configuracion de variables para

semiciclo=0;

//empezar 2º semiciclo

} } else

//2º seimiciclo: PWM2->OFF; PWM3->ON

{ if(directo) indice++; else indice--; PDC2=0; PDC3=duty[indice]*45400/Vout; if(indice==99)

//se ha alcanzado 3/4 de ciclo

directo=0; else if(indice==0)

146

//ciclo completado

ANEXO I { directo=1;

//reseteo de variables a valores

semiciclo=1;

//iniciales

} } } IFS1bits.PWM2IF = 0;

/*limpiar flag de interrupcion PWM2*/

}

147

REFERENCIAS

REFERENCIAS [1]

R. W. Erickson and D. Maksinovic, “Fundamentals of power electronics”, Kluwer Academic, 2000.

[2]

Muhamad H. Rashid, “Electrónica de potencia: Circuitos, dispositivos y aplicaciones”, Prentice Hall Hispanoamericana, 1995.

[3]

L. Martinez-Salamero, A. Cid-Pastor, A. El Aroundi, R. Giral, J. Calvente, and G. Ruiz-Magaz, “Sliding-Mode Control of DC-DC Switching Converters”, in Preprints of the 18th IFAC World Congress, Milano (Italy) August 28-September 2, 2011, pp. 1910-1016.

[4]

J. Manuel Garcia Ibarra, “Modelado de un convertidor cuadrático elevador considerando el efecto del ERS de los capacitores”, IPICYT, junio 2008.

[5]

D. Biel Solé, “Control en modo deslizante aplicado a la generación de señal en convertidores conmutados DC/DC”, UPC, mayo 1999.

[6]

L. Aiello, “Hardware and control strategies for Boost based inverters: fast cuadratic Boost case”, URV, 2010-11.

[7]

T. Verge Villarroya, “Disseny i Realització d’un Convertidor Buck Quadràtic amb Control en Mode Lliscant”, URV, junio 2008.

[8]

X. Maixé, “Apuntes de Electrónica de Potencia”, URV, 2011-12.

[9]

H. Valderrama, “Apuntes de Regulación Automática”, URV, 2011-12.

[10]

Microchip Tecnology Inc., “dsPIC30F1010/202X Data Sheet”, 2006.

[11]

Microchip Tecnology Inc.,”dsPIC30F/33F Programer’s Manual”, 2008.

[12]

LEM, “Current Transducter LA 25-NP Data Sheet”, 2009.

[13]

http://www2.mag-inc.com/calculators/Inductor-Design-Calculator

[14]

http://tec.upc.es/el/TEMA-5%20EP%20(v1).pdf

[15]

ftp://ftp.unicauca.edu.co/Facultades/FIET/DEIC/Materias

[16]

http://verona.fi-p.unam.mx/~lfridman/clases/control/Clase16.ppt

[17]

R. Giral, “Apuntes de Teoría de Circuitos II”, URV, 2010-2011.

148