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HeartEx
2014 Electrocardiógrafo portátil
María Fernández, Víctor P. Galván, Claudia Paredes y Sara Polo
Electrocardiógrafo portátil diseñado para pacientes con probabilidades de sufrir un ataque temprana
cardiaco. de
Permite
detección
enfermedades
almacenamiento de datos.
y
Electrocardiógrafo portátil 2014 Índice 1.
Especificación del Proyecto ..........................................................................................4 1.1.
Análisis de necesidades y oportunidades .................................................................4
1.2.
Descripción del Proyecto ..........................................................................................4
2.
Desarrollo del Proyecto ................................................................................................5 2.1.
Planificación .............................................................................................................5
2.1.1. Tareas ...............................................................................................................5 2.2. Especificación de actividades y subactividades ........................................................6 3.
Legislación y estándares ...............................................................................................9
3.1. UNE-EN 60601-1: Equipos electromédicos. Requisitos generales para la seguridad básica y funcionamiento esencia. .............................................................................................9 3.2. UNE-EN 60601-2-25: Equipos electromédicos. Parte 2-25: Requisitos particulares para la seguridad para electrocardiógrafos. ..........................................................................11 3.3. UNE-EN 60601-2-51: Equipos electromédicos. Parte 2-51: Requisitos particulares para la seguridad, incluyendo el funcionamiento esencial, de los electrocardiógrafos de un solo canal y multicanal para registro análisis. ........................................................................12 3.4.
ISO 14971: Norma específica de calidad para productos sanitarios .......................13
3.5.
ISO 13485: Gestión de calidad para productos sanitarios ......................................14
3.6.
ISO 11073-10406:2012: Health Informatics ............................................................16
3.7.
Legislación para cables y electrodos .......................................................................16
4.
Especificaciones y diseño del producto ......................................................................17 4.1.
Requisitos de ingeniería .........................................................................................17
4.2.
Diseño.....................................................................................................................17
4.3.
Descripción del dispositivo y manual de uso ..........................................................18
4.3.1. Pantalla ...........................................................................................................19 4.3.2. Controles ........................................................................................................19 4.3.3. Manual de uso ................................................................................................19 4.3.4. Cuidados de mantenimiento ..........................................................................20 4.3.5. Accesorios .......................................................................................................20 4.4. Seguridad y análisis de riesgo .................................................................................21 4.5.
Calibración y mantenimiento .................................................................................22
4.6.
Descripción del circuito ..........................................................................................23
5.
Fabricación del prototipo ...........................................................................................24 5.1.
Simulaciones de los circuitos electrónicos ..............................................................24
5.2.
Prototipo ................................................................................................................25
2
Electrocardiógrafo portátil 2014 5.3.
Diseño de las placas de circuito impreso ................................................................26
5.4.
Programación del Software de Identificación de Patologías ..................................28
6.
Mantenimiento y calibración......................................................................................29 6.1.
Protocolo de comprobación del equipo .................................................................29
7.
Anexos ........................................................................................................................32
8.
Referencias y Bibliografía ...........................................................................................33
3
Electrocardiógrafo portátil 2014 1. ESPECIFICACIÓN DEL PROYECTO 1.1.
Análisis de necesidades y oportunidades
El estilo de vida sedentario actual ha influido en el aumento de la incidencia de enfermedades cardiovasculares. Debido a las características de este tipo de enfermedades surge la necesidad de un seguimiento más frecuente, con el fin de identificar los síntomas que preceden a un episodio cardiaco. Facilitar el diagnóstico precoz de las enfermedades cardiovasculares puede salvar la vida del paciente. Por otro lado, la posibilidad de transmitir los datos recogidos por el dispositivo ECG al médico puede facilitar el seguimiento de la enfermedad del paciente con la ayuda del software diseñado para el dispositivo. Entendemos que un dispositivo de este tipo puede ser clave a la hora de mejorar la calidad de vida de los pacientes, además de tener un gran potencial de mercado. Por esta y por otras cualidades el grupo se decidió para realizar este proyecto por encima del desarrollo de un glucómetro, un desfibrilador o un aparato de diálisis portátil, entre otros. Otras razones fueron que al diseñar este dispositivo se abarcaría un gran abanico de especialidades, pudiendo así aportar más a nuestra formación.
1.2.
Descripción del Proyecto
El dispositivo HeartEX está indicado para la detección de curvas ECG y posterior muestra de las mismas mediante ordenador. Con ello, una persona con problemas cardiacos puede tener un control de su estado en todo momento. Además, y lo que es más interesante, gracias a su capacidad de almacenamiento de datos puede mostrar los resultados a su doctor en el momento más conveniente de realización, cuando aparecen síntomas de posibles patologías. Además, al ser portable, la toma de datos puede realizarse en cualquier lugar. Con todo esto se consigue el diagnóstico precoz de enfermedades de tipo cardiovascular. Para la visualización de los datos se emplea un fichero ejecutable en MATLAB, dicho fichero permite la comparación de los resultados del paciente con los de una base de datos. Dicha base de datos contiene ECGs de distintas personas con distintas características (sexo, edad, peso…) para distintas patología, consiguiendo identificar la persona la suya propia y siempre consultando los datos con su médico posteriormente. El resultado final debe ser suficientemente claro, al dispositivo le acompaña una hoja de instrucciones para su correcto uso. .
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Electrocardiógrafo portátil 2014 2. DESARROLLO DEL PROYECTO 2.1.
Planificación
A continuación se plantearan las actividades llevadas a cabo para desarrollar el proyecto y la programación de las mismas.
2.1.1. Tareas I. II. III.
Introducción. Aprendizaje del desarrollo de proyectos biomédicos. Búsqueda de la regulación sobre las especificaciones del producto. Diseño del circuito de medición de forma que se adecúe a la normativa vigente (con filtro analógico). Búsqueda de los datos referentes al electrocardiograma de un paciente sano, así como de los electrocardiogramas correspondientes a las distintas patologías que pueden detectarse mediante esta prueba. Búsqueda bibliográfica de las técnicas existentes para la comparación de señales. Desarrollo del software de análisis de datos. Simulación de los circuitos electrónicos. Montaje en el laboratorio. Testeo del diseño.
IV.
V. VI. VII. VIII. IX.
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Electrocardiógrafo portátil 2014 2.2.
Especificación de actividades y subactividades Introducción y aprendizaje del desarrollo de proyectos biomédico
Descripción de las necesidades Búsqueda de información y documentos
Búsqueda de normativas sobre dispositivos biomédicos Búsqueda de la normativa específica para electrocardiógrafos Regulación Búsqueda de normativa para la calidad de dispositivos
ECG portatil Redacción y resumen de las normativas anteriores Búsqueda bibliográfica de circuitos. Presentación en grupo de los circuitos y decisión de las partes a diseñar. Elección de la tapa de aislamiento de señal Diseño de circuito
Elección de la etapa de amplificación
Elección de filtro analógico Puesta en común del circuito completo (1)Continuación en la página siguiente
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Búsqueda de las hojas de especificaciones Decisiones técnicas Búsqueda de las hojas de especificaciones
Decisiones técnicas Búsqueda de las hojas de especificaciones Decisiones técnicas
Electrocardiógrafo portátil 2014 Búsqueda bibliográfica de la fisiología del ECG Búsqueda de electrocardiogramas
ECG pacientes sanos.
Búsqueda cibernautita Determinación de los síntomas diagnostican
ECG de enfermedades cardiovasculares.
Búsqueda de manuales de matlab
Comparación de señales
Consulta bibliográfica para procesamiento de señales Repaso de comandos de matlab Consulta con un profesional de la materia Introducción de la señal en Matlab
ECG portatil
Desarrollo del software
Programación del análisis de correlación Desarrollo del a correlación y la gráfica. Análisis de los resultados Diseño del circuito de aislamiento Adecuación de la señal de ECG original para el programa
Simulación de circuitos
Prueba de circuito de aislamiento
Prueba con señal sinusoidal Prueba con señal original
Diseño de símbolo de amplificador de instrumentación Implementación del circuito amplificador
(2)Continuación en la página siguiente
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Prueba con señal sinusoidal Prueba con señal original
Electrocardiógrafo portátil 2014 Prueba con señal sinusoidal
Creación del circuito de filtrado Simulación de circuitos
Prueba con señal original
Recalibración de los componentes del circuito Análisis del circuito completo
Prueba con señal sinusoidal Prueba con señal original Análisis transitorio Análisis paramétrico
Creación de la protoboard de buffer Prueba de la protoboard de buffer Creacion de la protoboard de amplificación y filtrado Montaje en el laboratorio
Prueba de la protoboard de amplificación Prueba en la protoboar de filtrado
ECG portatil
Recalibración por fallos Desarrollo de la placa en Eagle
Prueba de alimentación en la etapa de aislamiento Comprobación del Buffer con DC Comprobación del Buffer con sinusoidal Prueba con una señal en DC de la alimentación de los amplificadores Prueba con una señal en DC de los amplificadores Testeo
Prueba con una señal sinusoidal de los amplificadores
Prueba de amplificadores con una señal en señal sinusoidal Validación sistema de alimentación del amplificador instrumentación con DC Testeo amplificación instrumental con DC y señal sinusoidal Validación del filtrado
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Electrocardiógrafo portátil 2014 3. LEGISLACIÓN Y ESTÁNDARES 3.1.
UNE-EN 60601-1: Equipos electromédicos. Requisitos generales para la seguridad básica y funcionamiento esencia.
Cumpliendo con esta norma, la clasificación del equipo es la siguiente:
En cuanto al tipo de protección contra contactos eléctricos, se trata de un dispositivo alimentado internamente. Además, al estar prevista su conexión a una red de alimentación, debe cumplir con los requisitos de los dispositivos de Clase II. Dicho requisito es el de doble aislamiento o aislamiento de refuerzo.
Según el grado de protección, nuestro dispositivo debe ser de Tipo CF, al ser un equipo previsto para aplicación cardíaca. Proporciona protección contra descarga eléctrica. Este tipo de equipo permite una corriente de fuga (corriente que circula desde las partes metálicas del dispositivo) de 0.01 mA en condiciones normales y de 0.05 mA en caso de fallo.
Figura 1. Protección Clase II
Figura 2. Grado de Protección
Las corrientes de fuga y auxiliares permitidas aparecen en la siguiente tabla. Al ser de tipo CF, los valores en condiciones normales son de 0.01 mA y de 0.05 mA en condición de primer defecto:
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Electrocardiógrafo portátil 2014 Tabla I. Corrientes de fuga y auxiliares
Para asegurarnos de que el dispositivo cumple con los requisitos de la norma 60601-1 se realizan una serie de ensayos de seguridad eléctrica. Específicamente, el ensayo indicado en la norma para ECG es el siguiente: Asegurar que en el laboratorio donde se realicen la humedad relativa debe estar entre el 40 y el 60% y que la temperatura es aproximadamente 23ºC. También se realiza una preparación previa del equipo:
Debe estar en un lugar donde exista un suministro de energía referenciado a tierra. Conectar el equipo a una toma corriente con terminales a prueba de explosión. Limpieza previa de conductores (evitando lecturas erróneas).
Las medidas de llevan a cabo mediante un analizador de seguridad, por cada prueba se deben tomar varias mediciones. Las pruebas a realizar son las siguientes:
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Medida de la Resistencia. Prueba de medida de resistencia de conductor a tierra. Medida de la Corriente de Fuga de Conductor. Se puede realizar de distintas formas: o Fuga De conductor simple. Medida del flujo de corriente desde el chasis del equipo a través de la carga AAMI o IEC a tierra de la fuente de alimentación. Esta prueba se puede realizar con las opciones de Polaridad inversa, Tierra abierta y Neutro abierto. o Fuga de conductor a tierra. La fuga de conductor a tierra, es la medida del flujo de corriente a través de la carga AAMI o IEC en serie con el conductor a tierra. Esta prueba se realiza donde no exista un conector equipotencial del equipo bajo prueba. o Además, a medida de la fuga debe realizarse entre las derivaciones RA, RL, LL, V1, V2, V3, V4, V5, V6 y tierra.
Electrocardiógrafo portátil 2014
Medida de la Corriente que fluye a través del conductor neutro. Medida del Voltaje. Medida del voltaje de alimentación. Prueba de Aislamiento de las derivaciones. Se realiza la media entre las derivaciones RA, RL, LA, LL, V1, V2, V3, V4, V5, V6 referenciadas a tierra. Por último se prueba su funcionamiento.
3.2.
UNE-EN 60601-2-25: Equipos electromédicos. Parte 2-25: Requisitos particulares para la seguridad para electrocardiógrafos.
Esta normal trata los requisitos particulares para la seguridad de electrocardiógrafos. A continuación se explican los ensayos a realizar para asegurar su cumplimiento: Descarga electrostática:
Un nivel de 6 kV se deberá aplicar en descargas por contacto sobre las partes accesibles conductoras y sobre los planos de acoplamiento.
El equipo debe ser capaz de volver al modo de funcionamiento previo dentro de un intervalo de tiempo de 10 s sin pérdida de los datos almacenados.
Campos electromagnéticos radiados de radiofrecuencia:
El equipo se deberá ensayar conforme a la norma CEI 61000-4-3.
El equipo deberá exponerse a una amplitud de campo de radiofrecuencia modulada al 80% con una modulación en frecuencia de 10 Hz. Cualquier cable de una parte de señal de entrada o salida y cualquier cable de alimentación se deberá montar como indica la figura 3.
Figura 3. Montaje para testeo de tolerancia a campos electromagnéticos radiados de radiofrecuencia. (1) Cable de red. (2) Cable de señal. (3) Mesa de material aislante. (4) Equipo sometido a ensayo. (5) Cable de paciente. (6) Carga simulando al paciente ( 51 k𝛀 en paralelo con 47 nF, sólo necesaria si la impedancia de salida del simulador no fuese comparable con estos valores). (7) Simulador de un ECG (apantallado si es susceptible a interferencias radioeléctricas).
Perturbaciones conducidas, inducidas por campos de radiofrecuencia por encima de 9 kHz:
El equipo deberá funcionar dentro de las especificaciones normales cuando se le exponga a una tensión de radiofrecuencia conducida, a través del cable de alimentación.
La tensión de ruido que se inyecta dentro de la red de alimentación deberá ser de 3V en valor eficaz sobre el rango de frecuencias de 150 kHz a 80 MHz. Deberá tener una amplitud modulada al 80% con una modulación en frecuencia de 10 Hz.
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Electrocardiógrafo portátil 2014 Campos magnéticos:
El equipo deberá someterse a un campo magnético de corriente alterna a una frecuencia igual a la frecuencia de la línea de potencia. El equipo deberá funcionar dentro de los límites normales cuando se exponga a este campo. El campo deberá tener una intensidad de 3 A/m y la misma frecuencia de la red de alimentación.
Los métodos de ensayo usados deberán ser los de la Norma CEI 61000-4-8.
3.3.
UNE-EN 60601-2-51: Equipos electromédicos. Parte 2-51: Requisitos particulares para la seguridad, incluyendo el funcionamiento esencial, de los electrocardiógrafos de un solo canal y multicanal para registro análisis.
El fabricante debe declarar una serie de cuestiones en los Documentos de Acompañamiento. Se mencionan a continuación:
o
Forma de determinar la amplitud de las ondas P-, QRS-, ST- y T .
o
Tratamiento de segmentos isoeléctricos del complejo QRS (50.101.3).
o
Uso previsto del electrocardiógrafo de análisis.
o
Anomalías cardíacas no incluidas en la base de datos de ensayo y categorías de ECG y número de ECGs ensayados en dichas categorías.
o
Medidas de precisión para las declaraciones de interpretación de diagnóstico (incluir grupo estadístico de demográfico de pacientes, como edad, sexo…).
o
Ritmos cardíacos de baja ocurrencia no incluidos en la base de datos y categorías de ECG y número de ECGs ensayados en dichas categorías.
o
Medidas de precisión para la interpretación de ritmo y grupo estadístico demográfico de pacientes.
o
Instrucciones para ensayo regular de la sensibilidad, cuando la calibración no verifica toda la sensibilidad.
Indicaciones de colocación de los electrodos.
Especificación de la precisión de los datos de funcionamiento sobre:
Mediciones automáticas de ECGs.
Interpretación automática de ECGs.
Interpretación de ritmo.
Protección contra magnitudes de salida peligrosas:
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Especificaciones sobre el circuito de entrada.
Especificaciones sobre calibración.
Especificaciones sobre la sensibilidad requerida.
Reducción de los efectos de tensiones externas indeseadas.
Especificaciones sobre distorsión.
Electrocardiógrafo portátil 2014
3.4.
Especificaciones transmisión.
Especificaciones sobre su uso con marcapasos.
sobre
la
impresión,
almacenamiento
electrónico
y
ISO 14971: Norma específica de calidad para productos sanitarios
Norma internacional que regula la gestión de riesgos de productos sanitarios.
Ya que se trata de un producto previsto para estar en contacto con el paciente, hay que tener consideraciones de biocompatibilidad, periodo y frecuencia de exposición. Así como de los materiales a utilizar.
Además se tendrá en cuenta las partes o accesorios conectados: cables de paciente, electrodos, USB.
Se debe asegurar la esterilización de los electrodos y cables que estarán en contacto con la piel del paciente e instrucciones de desinfección y limpieza del producto y sus accesorios.
Al tratarse de un producto interpretativo, deben estar especificados los algoritmos utilizados y sus límites de confianza.
Hay que explicar el mantenimiento y la calibración. Estipular el ciclo de vida del electrocardiógrafo: desgaste de las baterías y electrodos (renovación).
No debe requerir formación especial para su instalación/utilización. Información para la utilización segura. o
Manual de instrucciones. Especificar riesgos.
o
Explicación con la entrega del producto.
o
Interfaz de control clara y sencilla.
o
Información visualizada en pantalla de forma clara.
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Advertencia sobre interpretación de resultados.
La aplicación exitosa del producto depende de: o
La adecuada colocación de los electrodos.
o
Interpretación responsable de los resultados que da el programa. Se trata de un dispositivo informativo, da un diagnóstico basado en el análisis matemático de las señales de entrada, por en todo caso está indicada la consulta con un especialista.
El sistema debe poseer un sistema de alarma: o
Puesta en marcha
o
Aviso de conexión incorrecta de los cables
Electrocardiógrafo portátil 2014 3.5.
ISO 13485: Gestión de calidad para productos sanitarios
Para obtener esta certificación, debe demostrarse la capacidad de cumplir los requisitos reglamentarios aplicables de cada producto en particular, así como de satisfacer los requisitos que imponga el cliente. La norma ISO 13485 es conforme a los requisitos para la licencia del Ministerio de Sanidad español que permite la venta de productos para aplicaciones médicas. Aún así, la concesión del certificado ISO no implica la obtención de la licencia, para la que se requiere pasar una inspección de las autoridades sanitarias. Lo mismo ocurre con el marcado CE: los requisitos de ISO 13485 están incluidos en los del marcado CE. Los principales requisitos de esta norma:
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Manual de calidad: o Es necesario establecer los procesos de fabricación: los pasos que se siguen, la secuencia, y los puntos de control de calidad incluidos de forma regular en el proceso. Esto tiene tres objetivos: el primero asegurar que siempre se siguen los mismos pasos en el proceso de fabricación, el segundo permitir la corrección rápida de errores en el mismo cuando el cliente detecte la existencia de un lote defectuoso, y el tercero que el personal recientemente contratado tenga documentos de referencia que faciliten su aprendizaje del proceso. o Todos los procesos que tengan lugar en el sitio de fabricación, incluida la limpieza de los laboratorios, el control de la temperatura y humedad, etc., deben estar perfectamente definidos y puestos por escrito. o Debe establecer también cómo se controla el uso eficiente de los recursos humanos y materiales, y la monitorización de los resultados obtenidos por la empresa u organización. o Debe existir una descripción concreta de todos los productos que se comercialicen, incluyendo las posibles variaciones en las especificaciones que puedan ofrecerse al cliente. o La normativa aplicable al producto debe estar también bien definida. o Contar con un inventario del material usado en la fabricación, incluyendo la normativa que cumple cada equipo y los requisitos de calibración y mantenimiento.
Electrocardiógrafo portátil 2014
Organización de la empresa: o El cliente objetivo debe estar definido. En el caso de productos o servicios sanitarios, el cliente al que se refiere la norma es tanto el comprador del producto como el paciente al que se aplicará. o Debe existir un organigrama de la empresa u organización, que defina la distribución de responsabilidades en la misma. o También deben estar definidos los perfiles de puesto, es decir, los requisitos mínimos que deben reunir los trabajadores para ocupar cada puesto. o Las vías de comunicación interna (reuniones, calendario de trabajo, email de la empresa).
Gestión de los recursos. o Recursos humanos: El personal técnico debe cumplir los perfiles de puesto previamente definidos. Debe contar con un plan de formación para asegurar la adquisición de las competencias necesarias por parte del personal. También debe contar con medios para evaluar el nivel de competencia inicial del trabajador (CV, entrevista, verificación de la experiencia previa) así como del personal encargado de la formación.
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o
Infraestructura: asegurar el buen estado de las infraestructuras para conseguir un producto con la calidad exigida. Suministros. Mantenimiento. Limpieza, desinfección, desratización y desinsectación. Deben estar definidas por escrito (frecuencia, productos químicos usados, etc.) y recogidos en el manual de calidad. Subcontratación de servicios.
o
Control del entorno de trabajo. Definición de las áreas o edificios que cuentan con ambiente controlado (temperatura, contaminación, etc.). Normativa de tránsito y vestuario.
Electrocardiógrafo portátil 2014 3.6.
ISO 11073-10406:2012: Health Informatics
Esta norma trata sobre el control de intercambio de información hacia y desde dispositivos personales de salud y gerentes. Aporta información de las distintas configuraciones que puede tener un ECG básico (modelo de información de dominio, modelo de servicio y modelo de comunicación). También da información de los diferentes métodos de medida y de las partes necesarias para estos dispositivos. Da directrices de como regular el tráfico de información sanitaria.
3.7.
Legislación para cables y electrodos
Los cables del electrocardiógrafo son de la empresa Biotec Medica que cumple las siguientes normas y tiene sus certificaciones correspondientes:
Norma 93/42/EEC (para productos sanitarios generales) Norma ISO 13485:2003 (específica para elementos ECG) Norma 2007/47/EC (modifica definiciones de la 93/42/EEC y da nuevas indicaciones) Norma EN 60601-1-1:2010 (Parte 1: Requisitos generales de seguridad, 1. Los requisitos de garantía de seguridad estándar para sistemas médicos eléctricos) Norma EN 980:2008 (Símbolos gráficos utilizados en el etiquetado de productos sanitarios) Norma EN 1041 : 2008 (Información proporcionada por el fabricante de los dispositivos médicos) Norma ISO 14971:2009 (Productos sanitarios - aplicación de la gestión de riesgos a los productos sanitarios) Norma ISO 9001:2008 (para la gestión de calidad de la producción y diseño de cables y accesorios para ECG)
Por otra parte, los electrodos empleados pertenecen a la firma AMBU. Las especificaciones que cumplen dichos electrodos son las siguientes:
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Impedancia de corriente alterna por debajo de 2kW. Voltaje de desplazamiento de corriente directa menor de 100mV. Recuperación de sobrecarga de desfibrilación menor de 100mV. Inestabilidad combinada de desplazamiento y ruido interno no mayor de 150mV. Los electrodos llevan el marcado CE. Son de Clase I según Anexo IX de la Directiva de Dispositivos Médicos (Regla I, dispositivos no invasivos sin pretensión de contacto con piel). Cumplen con estándares ISO y AAMI (Association for the Advancement of Medical Instrumentation). En cuanto a toxicidad están regulados por la ISO 10993-5 y en cuanto a sensibilización e irritación por la ISO 10993/-10. Se realizan tests de biocompatibilidad de adhesivo y del gel (Tripartite Biocompatibility Guidance de la FDA e ISO 10993-1 respectivamente).
Electrocardiógrafo portátil 2014 4. ESPECIFICACIONES Y DISEÑO DEL PRODUCTO 4.1.
Requisitos de ingeniería
El diseño de un dispositivo de estas características requiere de conocimientos en los siguientes campos:
4.2.
Electrónica. Concretamente captura, amplificación y procesado analógico y digital de señales. Conocimientos específicos de instrumentación biomédica. Requisitos de legislación y normativas para el diseño y fabricación de dispositivos biomédicos. Conocimientos sobre la biocompatibilidad de los materiales empleados. Conocimientos de fisiología, en concreto sobre las características de las señales fisiológicas que captará el dispositivo.
Diseño
El diseño del sistema se resume en el siguiente diagrama de bloques.
Electrodos (sensores)
Tarjeta de adquisición de datos
Circuito electrónico
Transformadores
Señal (Diferencia de tensión)
Sensor
Filtrado
(Electrodo)
(Filtro)
(Acondicionamiento de la señal)
Conexión a PC
Software de visualización y diagnóstico
DAQ
PC
(Adquisición de datos para posterior uso en el ordenador)
(Transformaciones de los datos recogidos y muestra)
Ampliando la información de cada bloque:
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Electrodos. Serán electrodos cutáneos, no invasivos para el paciente. Se utilizarán los de una empresa externa que cumple con las especificaciones de las normativas, como ya se ha indicado en el punto anterior. Circuito electrónico: o Buffer: seguidor de tensión para obtener las tensiones sin efecto de carga. o Acondicionadores de señal: serie de amplificadores operacionales y filtros, para obtener valores dentro del rango adecuado para la tarjeta de adquisición de datos.
Electrocardiógrafo portátil 2014
4.3.
Tarjeta de adquisición de datos: Se utilizara la tarjeta de adquisición de datos de National Instruments. En concreto la NI USB 6008/6009, donde el rango de entrada diferencial esta desde ±20V a ±1V y para entrada única es de ±10V. Además añade un ruido en la configuración diferencial para un rango de ±20V de 5mVrms y para el rango de ±1V de 0.05mVrms. Conexión a PC: La tarjeta de adquisición de datos anteriormente mencionada se conectar al ordenador mediante USB. Software de visualización y diagnóstico: Se utiliza el software Matlab que incluye la visualización del electrocardiograma del paciente, la comparación con lo que debiera ser el electrocardiograma normal, y un cuadro de diálogo que indique si se ha detectado alguna patología.
Descripción del dispositivo y manual de uso
Figura 4. Dispositivo
Los distintos componentes del dispositivo y sus funciones son los siguientes: a) Pantalla. Muestra el menú del dispositivo y permite visualizar datos. b) Conexión USB para transmitir los datos del ECG realizado al ordenador (donde se analizarán los resultados). c) Botón de encendido/apagado. d) Inicio. Para empezar la medición. e) Botón de acceso a menú/grabación. f) Botón de desplazamiento. g) Inserción de tarjeta SD. Permite el almacenamiento de los datos. h) Conexión a cable de paciente. i) Baterías. j) Indicador LED de encendido/apagado.
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Electrocardiógrafo portátil 2014 El dispositivo cuenta con unas dimensiones de 130x70x20 mm, se alimenta por medio de baterías y necesita una serie de accesorios para su funcionamiento. Dichos accesorios son: cable USB, tarjeta de memoria, electrodos para tomar las medidas y un cable de paciente.
4.3.1. Pantalla La pantalla muestra mediante un menú el número de registros efectuados y su fecha de realización y también permite la eliminación de datos. Gracias a dicho menú más de una persona podrá utilizar el dispositivo y grabar sus registros de forma independiente. Para asegurar la fecha de realización, el dispositivo contiene calendario y hora a ajustar por el usuario. Además aporta información sobre el estado de la batería.
4.3.2. Controles El dispositivo se enciende pulsando el botón de encendido/apagado (c). El acceso al menú es muy sencillo, el usuario debe pulsar el botón de menú (e). A partir de ese momento puede utilizar los controles para navegar por dicho menú (f). El registro de datos da comienzo de forma automática al pulsar el botón de inicio (d), y al pulsar el botón de menú tras la toma de muestra queda registrada la misma.
4.3.3. Manual de uso 4.3.3.1. Toma de medidas Paso 1: Colocar un electrodo en cada muñeca y el tercero en la pierna izquierda. Comprobar que los cables estén conectados a su lugar específico. Una vez situados los electrodos correctamente, conectar el cable al dispositivo. Paso 2: Antes de realizar la medida, el usuario debe asegurarse de que está en una posición relajada y adecuada. Pulsar el botón de encendido. A continuación al pulsar el botón de inicio empezará la medida. Durante todo el registro debe observarse que el LED verde está encendido y se apagará al terminar la medición. Si por el contrario, el LED encendido fuera el rojo el registro no se estaría realizando correctamente. Se procederá en tal caso al apagado y reinicio del dispositivo. Paso 3: Al terminar la medida, el registro queda grabado al pulsar el botón correspondiente (e). El usuario puede apagar el dispositivo. Paso 4: Para observar los datos tomados, se puede conectar el dispositivo mediante un cable USB o bien mediante la tarjeta SD. Para observarlo se debe ejecutar el Software. Además, el programa permite al usuario comparar sus resultados con el propósito de comprobar que todo es correcto. El mismo programa realizará las comprobaciones pertinentes, al elegir los datos de peso, edad y sexo del usuario.
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Electrocardiógrafo portátil 2014 El usuario debe asegurar de que un médico supervisará las medidas realizadas. En ningún caso este dispositivo debe emplearse para el auto diagnóstico sin realizar las consultas pertinentes con un médico.
4.3.4. Cuidados de mantenimiento Para alargar la vida útil del dispositivo se debe realizar un mantenimiento adecuado del mismo:
Inspeccionar el dispositivo para detectar deterioros. De igual forma, inspeccionar el estado de cables y electrodos. Se debe asegurar la limpieza del equipo, tanto del dispositivo como del cable de paciente. En el exterior, para realizar dicha limpieza puede emplearse agua con un paño suave. Repetir esta acción una vez por semana. Al abrir la cubierta, se puede realizar una limpieza con un aspirador. Se debe comprobar que no hay corrosión o que falten piezas. Comprobar que todos los botones, controles, pantallas funcionan correctamente. Verificar el funcionamiento de la unidad en todas las modalidades. Las baterías no deben usarse durante largos periodos de tiempo. Se debe evitar la humedad y el calor extremos.
Con estos cuidados el dispositivo tendrá una vida útil de 5 años [1].
4.3.5. Accesorios El dispositivo cuenta con unas dimensiones de 130x70x20 mm, se alimenta por medio de baterías y necesita una serie de accesorios para su funcionamiento. Dichos accesorios son: cable USB, tarjeta de memoria, electrodos para tomar las medidas y cables para conectar los electrodos al dispositivo. Los electrodos pertenecen a la firma AMBU, específicamente el modelo empleado es BlueSensor P. Se trata de electrodos con sensor de Ag/AgCl que llevan incorporado gel húmedo y posibilita una fácil adhesión sin dañar la piel.
Figura 5. Electrodo BlueSensor P
Por otra parte, el cable empleado, para el uso de los anteriores electrodos es de tipo clip. Se trata de un cable de una sola pieza con tres salidas para la colocación de los tres electrodos a emplear (figura 6).
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Electrocardiógrafo portátil 2014
Figura 6. Cable de paciente
4.4.
Seguridad y análisis de riesgo
El dispositivo está, desde el punto de vista del aislamiento eléctrico, dividido en dos etapas: una formada por los electrodos, y otra dedicada al procesado de la señal, separadas por el aislamiento que dan los buffers. Un fallo en un componente de la segunda etapa no afectaría a la seguridad del paciente, al estar aislado. Sí podría afectar a las medidas realizadas, y a su procesamiento. En principio el diseño no cuenta con ningún método para detectar fallos en esta etapa, más allá de los protocolos de mantenimiento que se especifican en el manual. El fallo más grave que podría ocurrir en la primera etapa, la que está en contacto con el paciente, es que la corriente que debe alimentar los buffers TL074 llegase al paciente. Este no es un riesgo serio, ya que se alimentarán con baterías de 9V, y además la corriente pasa por una resistencia antes de llegar al paciente.
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Electrocardiógrafo portátil 2014 4.5.
Calibración y mantenimiento
Al ser un equipo con el que se realizan mediciones requiere de una calibración para asegurar su precisión. Por tanto se diseña el equipo para mostrar una señal de calibración previa a la medida. Para ello el dispositivo cuenta con un modo de calibración que funciona de la siguiente manera:
Al entrar una señal de amplitud 1 y con una frecuencia de 55 Hz no debe aparecer nada en el registro. De igual forma, al entrar una señal con una frecuencia de 0.05 Hz de ocurrir lo mismo. Y para comprobar su funcionamiento probar con una señal de 20 Hz, en tal caso la amplitud de la señal de salida, que a la entrada era 1, se corresponde al valor del amplificador.
La señal de calibración debe ser cuadrada y de altura de 1 cm, como aparece en la figura 7.
Figura 7. Señales de Calibración
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Electrocardiógrafo portátil 2014 4.6.
Descripción del circuito
Se consideraron diversas opciones para el diseño del circuito [2] [3] [4] y se consultaron bibliografías acerca de su funcionamiento interno [5]. Finalmente se decide hacer un diseño propio, combinando varios de los esquemas anteriormente comentados. Primeramente, se optó por una configuración de tres electrodos para hacer las derivaciones I, II y III. El circuito diseñado tiene una etapa previa de aislamiento eléctrico (Figura 8) para los distintos electrodos. El seguidor de tensión se encarga de seguir la tensión pero sin el posible efecto de carga. 500nF
5KΩ
10KΩ
-Vcc2 -Vcc -Vcc 4.7 μF
Señal
100KΩ 20KΩ Mano Derecha
+Vcc +Vcc 681KΩ
-Vcc +Vcc2
Referencia
100KΩ Mano Izquierda +Vcc -Vcc 10nF
0V
499KΩ
+Vcc +Vcc 100KΩ 249KΩ Pierna
-Vcc
Figura 8. Circuito usado para el dispositivo ECG portátil. Amplificadores operaciones TL074 con alimentación bipolar ±9V y amplificador de instrumentación AD623N con alimentación bipolar ±5V.
La segunda etapa comprende un amplificador de instrumentación (Figura 8), a cuya salida se sitúa un filtro pasivo paso-alto con una frecuencia de corte de 0.05 Hz y a continuación un filtro activo paso-bajo con una frecuencia de corte de 39 Hz, que filtra el ruido introducido por la red eléctrica de frecuencia de 50 Hz. También incluye un amplificador para generar un voltaje de referencia y ajustar la componente de modo común a 0. Nótese que la alimentación de los diversos amplificadores es bipolar, por lo que el voltaje medio de alimentación será nulo.
23
Electrocardiógrafo portátil 2014 5. FABRICACIÓN DEL PROTOTIPO 5.1.
Simulaciones de los circuitos electrónicos
Con el objetivo de probar que el circuito diseñado funciona adecuadamente, se desarrolla la simulación usando el software PSpice. Para testear bien el circuito, se hace un testeo por etapas. La primera etapa que se ha testeado ha sido la etapa de aislamiento, la cual funciona correctamente, reproduciendo a la salida la señal que tenía como entrada. En esta etapa no se presentó ningún problema con la simulación, sólo la dificultad de introducir una señal original de ECG para comprobar su funcionamiento. Tal y como muestra la figura 3, se realizó un análisis en transitorio, donde el Print step es 0 y el Final time 8s lo correspondiente a 5 periodos más o menor. En la figura 9 podemos ver como la etapa de aislamiento funciona bien ya que da la misma señal de entrada que de salida.
Figura 10. Resultado de la simulación en la primera etapa.
En la segunda etapa, la etapa de amplificación y filtrado para comprobar su correcto funcionamiento se utiliza como entradas señales captadas de forma experimental por otro método. El resultado de esta etapa es una señal amplificada como puede verse en la figura 11 en la que se aprecian de forma clara las diferentes características típicas de un electrocardiograma (ondas P, QRS y T).
Figura 12.Resultado de la simulación de la etapa de amplificación y filtrado.
Esta simulación fue realizada con el programa PSpice, gracias a él realizamos un análisis en transitorio con los mismo parámetros que el análisis de la etapa anterior, donde probamos con señales en frecuencia simulando la señal original, y con la señal propia de un ECG, como se puede observar en la figura 13 , para ambas señales el resultado fue satisfactorio. Cabe mencionar que en esta etapa de simulación el proceso ha sido bastante complicado y ha habido que reajustar el sistema para conseguir este resultado.
24
Electrocardiógrafo portátil 2014 5.2.
Prototipo
Una vez que se valida el modelo en simulación, se monta en una protoboard a fin de comprobar y testear que el montaje simulado funciona correctamente. El prototipo puede verse en las figuras 14 y 15.
Figura 16. Prototipo en la Protoboard
Figura 17. Montaje completo.
25
Electrocardiógrafo portátil 2014 Una vez montado se va probando parte a parte, en la figura 18 se puede comprobar que los buffers funcionan correctamente al aplicar una señal de entrada sinusoidal con ruidos ya que estos tienen como salida la misma entrada que aplicamos.
Figura 19. Comprobación experimental del correcto funcionamiento de los buffers
5.3.
Diseño de las placas de circuito impreso
Tras haber comprobado todas las etapas, se ha diseñado el sistema para crearlo en una placa de cobre y conseguir que quede mejor integrado con dimensiones menores. El esquema utilizado para ello puede verse en la figura 20.
26
Electrocardiógrafo portátil 2014
Figura 21. Esquema para realizar la placa del ecg.
27
Electrocardiógrafo portátil 2014 5.4.
Programación del Software de Identificación de Patologías
Se usa la correlación cruzada como medio para determinar si existen características comunes entre dos señales. Se implementa el programa en Matlab, usando el comando xcorr. La figura 15 muestra los resultados. Los programas para analizar los datos del electrocardiograma se generaron con el código que se incluye a continua, generando la señal con ecg, desfasándola y añadiendo ruido. Al ser señales “artificiales” generadas con el mismo comando, la correlación alcanza el 90%.
Figura 22. Izquierda: representación de los dos electrocardiogramas generados. Derecha: Gráfica que muestra la correlación en función del retraso.
La prueba se realizó también con señales reales procedentes de la base de datos, y en este caso la correlación fue de un 40-50%. Con datos reales de electrocardiograma [6] se obtienen los resultados se muestran en la figura 23.
Figura 24. Izquierda: Señales ECG que se comparan. Derecha: Correlación cruzada entre ambas señales. El pico de mayor magnitud es el que indica el valor de correlación entre ambas señales. El desfase lo da el pico más próximo a cero segundos.
La finalidad de este análisis es comprobar la similitud entre la señal tomada en el paciente y el registro de señales de ECG de distintas enfermedades cardiovasculares. Una vez comparada la similitud el especialista podrá determinar el diagnóstico del paciente.
28
Electrocardiógrafo portátil 2014 6. MANTENIMIENTO Y CALIBRACIÓN 6.1.
Protocolo de comprobación del equipo
Para comprobar su correcto funcionamiento y cambiar piezas estropeadas se procederá del siguiente modo: Comprobación del encendido: Si no enciende: Comprobación de la presencia de tensión de alimentación. Si no hay tensión de alimentación: Verificar que el cable esté bien conectado. Verificar la tensión en dicho cable. Si hay presencia de tensión de alimentación: Apertura de la carcasa. Comprobación con un polímetro la continuidad del circuito de alimentación: Si no hay continuidad Comprobación de que estén bien soldadas en sus respectivos terminales. Si no, repararlo. Comprobación de que las pistas no estén interrumpidas. Si lo están, repararlas. Comprobación de que no hay ningún elemento estropeado (los signos visibles son: color más oscuro en el dispositivo o sus alrededores, olor a quemado,…) Si se trata de un elemento sustituirlo por un elemento similar. Ver Tabla II, Tabla III y Tabla IV. Si hay continuidad: Comprobación de elemento estropeado (los signos visibles son: color más oscuro en el dispositivo o los alrededores, olor a quemado,…) Si se trata de un elemento sustituirlo por un elemento similar. Ver Tabla II, Tabla III y Tabla IV. Si la señal medida no corresponde a la onda esperada Comprobación de todo lo anterior. Comprobación de la etapa de aislamiento: Comprobar los electrodos. Comprobar los cables de entrada. Comprobar la conexión de dichos cables. Si es correcto: Introducir una señal cuadrada y comprobar que a la salida de ellos se obtiene la misma señal. Si el error se produce en esta etapa. Comprobar que los elementos están intactos, así como las conexiones. En caso de haber daño, sustituirlo por otro similar. Ver Tabla II, Tabla III y Tabla IV. Si la señal se reproduce fidedignamente. Comprobar la etapa de amplificación y filtrado. Introducir señal cuadrada de valor 1 V y comprobar que a la salida del amplificador instrumental se halla una onda cuadrada de valor igual a la ganancia. Si no la reproduce, comprobar que los elementos son correctos así como las conexiones En caso de haber daño, sustituirlo por otro similar. Ver Tabla II, Tabla III y Tabla IV.
29
Electrocardiógrafo portátil 2014 Si la reproduce comprobar el filtrado introduciendo una onda cuadrada con ruido de baja amplitud y comprobando que todo ruido por debajo de una amplitud de 0.05 Hz es desechado, obteniendo la forma de onda correcta con la ganancia anteriormente comentada. Si no se reproduce, comprobar los elementos. En caso de haber daño, sustituirlo por otro similar. Ver Tabla II, Tabla III y Tabla IV. Si la señal se reproduce fidedignamente. Comprobar la etapa de amplificación y filtrado de paso bajo. Introducir señal cuadrada de valor 1 V y comprobar que a la salida del amplificador de instrumentación se halla una onda cuadrada de valor igual a la ganancia. Ver Tabla II, Tabla III y Tabla IV. - Si no la reproduce, comprobar que los elementos son correctos así como las conexiones. En caso de haber daño, sustituirlo por otro similar. Ver Tabla II, Tabla III y Tabla IV. - Si la reproduce comprobar el filtrado introduciendo una onda cuadrada con ruido de alta amplitud y comprobando que todo ruido superior a una amplitud de 39 Hz es desechado, obteniendo la forma de onda correcta con la ganancia anteriormente comentada. - Si no se reproduce, comprobar los elementos. En caso de haber daño, sustituirlo por otro similar. Ver Tabla II, Tabla III y Tabla IV. Tabla II. Características para los Amplificadores
Componente
Alimentación
Corriente máxima admisible
Máxima Potencia
Ganancia
AD623
VS = ±2.5 V to ±6 V
550µA
650 mW
6
TLC074
VS = ±4.5 V to ±16 V
2.5mA
1022 mW
1
Tabla III. Características Resistencias
30
Componente
Valor
Tolerancia Máxima Potencia
Resistencia
100kΩ
5%
2W
Resistencia
499kΩ
5%
0.5 W
Resistencia
249kΩ
5%
0.5 W
Resistencia
681kΩ
5%
0.4 W
Resistencia
5kΩ
5%
3W
Resistencia
10kΩ
5%
2.5 W
Electrocardiógrafo portátil 2014 Tabla IV. Características Condensadores
31
Componente
Valor
Condensadores
4.7uF
20%
Max 50V
Condensadores 500 nF
20%
Max 50V
Condensadores
20%
Max 50V
10nF
Tolerancia Alimentación
Electrocardiógrafo portátil 2014 7. ANEXOS Anexo 1. Planos del electrocardiógrafo………………………………………………………….
A.1
Anexo 2. Especificaciones técnicas de los electrodos usados…………………………. A.2 Anexo 3. Especificaciones técnicas de los distintos amplificadores usados…….
32
A.3
Electrocardiógrafo portátil 2014 8. REFERENCIAS Y BIBLIOGRAFÍA [ Organización Mundial de la Salud, Introducción al programa de mantenimiento de 1] equipos biomédicos., 2012. [ Dalcame Grupo de investigación biomédica. Electrocardiografía (ECG). [Online]. 2] http://www.dalcame.com/ecg.html#.U3sxFPl_sWc [ W. Reaño, J. O. Castillo C. A. Alva. (2011) Diseño y Construcción de un Electrocardiógrafo 3] de bajo costo. [ Instituto de Física de la Universidad de Antioquía. Circuito para captura de señales ECG. 4] [Online]. http://fisica.udea.edu.co/~labgicm/Curso%20FPGA_2011/2012_Circuito%20para%20captura%20de%20se%F1ales%20EC G.pdf [ Leydy Laura Álvarez Escobar, "Análisis de Esquemas de Filtrado para Señales 5] Electrocardiográficas (ECG)," Escuela de Tecnología Eléctrica, Universidad Tecnológica de Pereira, Proyecto de Grado 2007. [ Physionet. Physiobank ATM. [Online]. http://www.physionet.org/cgi6] bin/atm/ATM?tool=&database=aamiec13&rbase=&srecord=&annotator=&signal=&sfreq=&tstart=&tdur=&tfinal=&action=&tfmt =&dfmt=&nbwidth= [ Krisada Sangpetchsong. A Method to Import PSpice Models into OrCAD. [Online]. 7] http://library.rtna.ac.th/web/RTNA_Journal/y.5c.2/9.pdf
8] UNE-EN ISO 14971: Productos Sanitarios. Aplicación de la gestión de riesgos a los productos sanitarios. AENOR. 9] UNE-EN ISO 60601-2: Equipos electromédicos.AENOR. 10] UNE-EN ISO 60601-2-2: Equipos electromédicos. Requisitos particulares para la seguridad básica y funcionamiento esencial de los equipos quirúrgicos de alta frecuencia y de los accesorios quirúrgicos de alta frecuencia. AENOR.
11] UNE-EN ISO 60601-2-25: Equipos electromédicos. Requisitos particulares para la seguridad para electrocardiógrafos.
12] ISO 11073-10406:2012. Health Informatics – Personal Health Device Communication. Part 10406: Device Specialization: Basic Electrocardiograph. International Organization for Standardization.
13] UNE-EN ISO 13485:2012: Productos Sanitarios. Sistemas de gestión de la calidad. Requisitos para fines reglamentarios. AENOR.
33
Electrocardiógrafo portátil 2014 14] McGraw Hill. PSpice for Windows. [Online]. http://highered.mcgrawhill.com/sites/dl/free/0073380571/938341/PSpice_for_Windows.pdf
34
PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
Anexo A.1
Dise o de
Revisado por
Aprobado por
Grupo 1
FECHA
FECHA
26/Mayo/2014
Dispositivo HeartEX Dispositivo HeartEX 3D
Edici n
Hoja
1/3 PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
a: Pantalla b: Conexi n USB c: On/Off d: Start e: Seleccionar f: Men g: SD h: Conexi n electrodos i: bater as j: indicador LED
j
b PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
i
a
h c
e d f
Dise o de
Revisado por
Aprobado por
Grupo 1
FECHA
FECHA
26/Mayo/2014
Dispositivo HeartEX Componentes del dispositivo
Edici n
Hoja
2/3 PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
g
20,00
PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
130,00
58,00
PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
45,00
70,00
Dise o de
Revisado por
Aprobado por
Grupo 1
FECHA
FECHA
26/Mayo/2014
Dimensiones y detalles del dispositivo
Dispositivo HeartEX
PRODUCIDO POR UN PRODUCTO EDUCATIVO DE AUTODESK
Edici n
Hoja
3/3
Anexo A.2
Ambu® BlueSensor P Electrodo desechable para ECG
Principales ventajas • Gel líquido de alta conductividad • Adhesividad superior • Respaldo de foam • Conector descentrado que reduce artefactos • Sensor de Ag/AgCl de alta calidad
Ambu® BlueSensor P El electrodo P gracias a su versatilidad se puede utilizar en pruebas de diagnóstico. Debido a su tamaño pequeño está especialmente indicado en pediatría. Tiene un gel líquido de alta conductividad y conector descentrado, que aseguran una óptima calidad de señal en ECG, además de contar con un respaldo de espuma oclusivo que es fácil de colocar.
Gel líquido
Respaldo de espuma
Especificaciones Dimensiones Tamaño del electrodo (max. L x W or diameter in mm) Área de contacto (max. L x W or diameter in mm) Área adhesiva (en mm2) Perfil, excluyendo el conector (mm) Sensor
Conectores 40,8 x 34 34 754 1,6 Plata/cloruro de plata Gel líquido 10
Composición
Gel Área del sensor* (en mm2) Área del gel/Área de 154 medición (en mm2) Especificaciones eléctricas (ANSI/AAMI) Impedancia CA – típica 700 Ω Voltaje offset CD – típico 0,4 mV Recuperación a carga de 11,1 mV desfibrilación – típico Variación del potencial de 0,2 mV/s polarización Inestabilidad de offset y 1 VOUT = 0.05 V to 4.5 V 50
50
50
ppm
5 50
10
5 50
10
5 50
10
ppm/°C ppm/°C
25
200 350 2 1000 1500 10
200
500 650 2 2000 2600 10
25
100 160 1 500 1100 10
µV µV µV/°C µV µV µV/°C
Total RTI Error = VOSI + VOSO/G
0.1 200 2.5
80 100 120 120
INPUT CURRENT Input Bias Current Over Temperature Average TC Input Offset Current Over Temperature Average TC
OUTPUT Output Swing
AD623ARM Typ Max
G1 VOUT = 0.05 V to 3.5 V G > 1 VOUT = 0.05 V to 4.5 V
Input Offset, VOSI Over Temperature Average TC Output Offset, VOSO Over Temperature Average TC Offset Referred to the Input vs. Supply (PSR) G=1 G = 10 G = 100 G = 1000
INPUT Input Impedance Differential Common-Mode Input Voltage Range2 Common-Mode Rejection at 60 Hz with 1 kΩ Source Imbalance G=1 G = 10 G = 100 G = 1000
Min
G = 1 + (100 k/RG)
G = 1–1000 Gain vs. Temperature G=1 G > 11 VOLTAGE OFFSET
L
25 0.25
(–VS) – 0.15
VCM = 0 V to 3 V VCM = 0 V to 3 V VCM = 0 V to 3 V VCM = 0 V to 3 V
70 90 105 105
RL = 10 kΩ RL = 100 kΩ
+0.01 +0.01
VS = +5 V Step Size: 3.5 V Step Size: 4 V, VCM = 1.8 V
2.5
100 120 140 140 17
VS = +3 V to +12 V
0.1 500
80 100 120 120 25 27.5
100 120 140 140 17 25 0.25
2 2.5
0.1 200 2.5
80 100 120 120 25 27.5
100 120 140 140 17 25 0.25
2 2.5
5
5
5
2i2 2i2
2i2 2i2
2i2 2i2
(+VS) – 1.5
80 100 110 110
(–VS) – 0.15
70 90 105 105
(+VS) – 1.5
80 100 110 110
(+VS) – 0.5 +0.01 (+VS) – 0.15 +0.01
(–VS) – 0.15
77 94 105 105
dB dB dB dB 25 27.5 2 2.5
(+VS) – 1.5
86 100 110 110
(+VS) – 0.5 +0.01 (+VS) – 0.15 +0.01
nA nA pA/°C nA nA pA/°C
GΩipF GΩipF V
dB dB dB dB (+VS) – 0.5 V (+VS) – 0.15 V
800 100 10 2 0.3
800 100 10 2 0.3
800 100 10 2 0.3
kHz kHz kHz kHz V/µs
30
30
30
µs
20
20
20
µs
–2–
REV. C
AD623 DUAL SUPPLIES (typical @ +258C Dual Supply, V = 65 V, and R = 10 kV, unless otherwise noted) S
Model Specification GAIN Gain Range Gain Error1
G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 Nonlinearity,
Conditions
Min
L
AD623A Typ Max
1
DYNAMIC RESPONSE Small Signal –3 dB Bandwidth G=1 G = 10 G = 100 G = 1000 Slew Rate Settling Time to 0.01% G=1 G = 10
REV. C
1000
0.03 0.10 0.10 0.10
AD623B Typ Max
Units
1
1000
1
1000
0.10 0.35 0.35 0.35
0.03 0.10 0.10 0.10
0.10 0.35 0.35 0.35
0.03 0.10 0.10 0.10
0.05 0.35 0.35 0.35
% % % %
G1 VOUT = –4.8 V to 3.5 V G > 1 VOUT = –4.8 V to 4.5 V 50
50
50
5 50
10
5 50
10
25
200 350 2 1000 1500 10
200 500 650 0.1 2 500 2000 2600 2.5 10
ppm
5 50
10
ppm/°C ppm/°C
25
100 160 1 500 1100 10
µV µV µV/°C µV µV µV/°C
Total RTI Error = VOSI + VOSO/G
0.1 200 2.5
80 100 120 120
INPUT CURRENT Input Bias Current Over Temperature Average TC Input Offset Current Over Temperature Average TC
OUTPUT Output Swing
Min
G1 VOUT = –4.8 V to 3.5 V G > 1 VOUT = 0.05 V to 4.5 V
Input Offset, VOSI Over Temperature Average TC Output Offset, VOSO Over Temperature Average TC Offset Referred to the Input vs. Supply (PSR) G=1 G = 10 G = 100 G = 1000
INPUT Input Impedance Differential Common-Mode Input Voltage Range2 Common-Mode Rejection at 60 Hz with 1 kΩ Source Imbalance G=1 G = 10 G = 100 G = 1000
AD623ARM Typ Max
G = 1 + (100 k/RG)
G = 1–1000 Gain vs. Temperature G=1 G > 11 VOLTAGE OFFSET
Min
100 120 140 140 17 25 0.25
VS = +2.5 V to ± 6 V
(–VS) – 0.15
VCM = +3.5 V to –5.15 V VCM = +3.5 V to –5.15 V VCM = +3.5 V to –5.15 V VCM = +3.5 V to –5.15 V
70 90 105 105
RL = 10 kΩ, VS = ±5 V RL = 100 kΩ
(–VS) +0. 2 (–VS) + 0.05
80 100 120 120 25 27.5
100 120 140 140 17
0.1 200 2.5
80 100 120 120 25 27.5
100 120 140 140 17
dB dB dB dB 25 27.5
5
25 0.25 2 2.5 5
25 0.25 2 2.5 5
2i2 2i2
2i2 2i2
2i2 2i2
2 2.5
(+VS) – 1.5
80 100 110 110
(–VS) –0.15
70 90 105 105
(+VS) – 1.5
80 100 110 110
(+VS) – 0.5 (–VS) + 0.2 (+VS) – 0.15 (–VS) + 0.05
(–VS) – 0.15
77 94 105 105
(+VS) – 1.5
86 100 110 110
(+VS) – 0.5 (–VS) + 0.2 (+VS) – 0.15 (–VS) + 0.05
nA nA pA/°C nA nA pA/°C
GΩipF GΩipF V
dB dB dB dB (+VS) – 0.5 V (+VS) – 0.15 V
800 100 10 2 0.3
800 100 10 2 0.3
800 100 10 2 0.3
kHz kHz kHz kHz V/µs
30 20
30 20
30 20
µs µs
VS = ±5 V, 5 V Step
–3–
AD623–SPECIFICATIONS BOTH DUAL AND SINGLE SUPPLIES Model Specification
Conditions
NOISE Voltage Noise, 1 kHz Input, Voltage Noise, eni Output, Voltage Noise, eno RTI, 0.1 Hz to 10 Hz G=1 G = 1000 Current Noise 0.1 Hz to 10 Hz REFERENCE INPUT RIN IIN Voltage Range Gain to Output
Min
Total RTI Noise = eni
2
+
e /G no
f = 1 kHz
AD623ARM Typ Max
AD623B Min Typ Max
Units
35 50
35 50
35 50
nV/√Hz nV/√Hz
3.0 1.5 100 1.5
3.0 1.5 100 1.5
3.0 1.5 100 1.5
µV p-p µV p-p fA/√Hz pA p-p
± 20% +60 +VS 1 ± 0.0002
± 20% +60 +VS 1 ± 0.0002
± 20% +60 +VS 1 ± 0.0002
kΩ µA V V
100 +50
–VS
± 2.5 +2.7
Dual Supply Single Supply Dual Supply Single Supply
Quiescent Current
Min
2
VIN+, VREF = 0
POWER SUPPLY Operating Range
AD623A Typ Max
375 305
Over Temperature TEMPERATURE RANGE For Specified Performance
±6 +12 550 480 625
100 +50
–VS
± 2.5 +2.7
–40 to +85
±6 +12 550 480 625
375 305
–40 to +85
100 +50
–VS
± 2.5 +2.7 375 305
±6 +12 550 480 625
–40 to +85
V V µA µA µA °C
NOTES 1 Does not include effects of external resistor R G. 2 One input grounded. G = 1. Specifications subject to change without notice.
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS 1
Lead Temperature Range (Soldering 10 seconds) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +300°C
Supply Voltage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ± 6 V Internal Power Dissipation2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 650 mW Differential Input Voltage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ± 6 V Output Short Circuit Duration . . . . . . . . . . . . . . . . Indefinite Storage Temperature Range (N, R, RM) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –65°C to +125°C Operating Temperature Range (A) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –40°C to +85°C
NOTES 1 Stresses above those listed under Absolute Maximum Ratings may cause permanent damage to the device. This is a stress rating only; functional operation of the device at these or any other conditions above those indicated in the operational section of this specification is not implied. Exposure to absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability. 2 Specification is for device in free air: 8-Lead Plastic DIP Package: θJA = 95°C/W 8-Lead SOIC Package: θJA = 155°C/W 8-Lead µSOIC Package: θJA = 200°C/W
ORDERING GUIDE Model
Temperature Range
Package Description
Package Option
AD623AN AD623AR AD623ARM AD623AR-REEL AD623AR-REEL7 AD623ARM-REEL AD623ARM-REEL7 AD623BN AD623BR AD623BR-REEL AD623BR-REEL7
–40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C –40°C to +85°C
8-Lead Plastic DIP 8-Lead SOIC 8-Lead µSOIC 13" Tape and Reel 7" Tape and Reel 13" Tape and Reel 7" Tape and Reel 8-Lead Plastic DIP 8-Lead SOIC 13" Tape and Reel 7" Tape and Reel
N-8 SO-8 RM-8 SO-8 SO-8 RM-8 RM-8 N-8 SO-8 SO-8 SO-8
ESD SUSCEPTIBILITY ESD (electrostatic discharge) sensitive device. Electrostatic charges as high as 4000 volts, which readily accumulate on the human body and on test equipment, can discharge without detection. Although the AD623 features proprietary ESD protection circuitry, permanent damage may still occur on these devices if they are subjected to high energy electrostatic discharges. Therefore, proper ESD precautions are recommended to avoid any performance degradation or loss of functionality.
–4–
Brand Code
J0A
J0A J0A
WARNING! ESD SENSITIVE DEVICE
REV. C
Typical Characteristics (@ +258C V = 65 V, R = 10 kV unless otherwise noted)– AD623 S
L
300 280
22 20
260 240
18
220
16
200
14
UNITS
UNITS
180 160 140 120
8
100 80
6
60 40
4 2
20 0 –100 –80 –60 –40 –20 0 20 40 60 80 100 120 140 INPUT OFFSET VOLTAGE – mV
0 –600 –500 –400 –300 –200 –100 0 100 200 300 400 500 OUTPUT OFFSET VOLTAGE – mV
Figure 5. Typical Distribution of Output Offset Voltage, VS = +5, Single Supply, VREF = –0.125 V; Package Option N-8, SO-8
Figure 2. Typical Distribution of Input Offset Voltage; Package Option N-8, SO-8
210
480 420
180
360
150
UNITS
300 UNITS
12 10
240
120 90
180 60
120
30
60
0
0 0 200 400 600 –800 –600 –400 –200 OUTPUT OFFSET VOLTAGE 2 mV
–0.245 –0.24 –0.235 –0.23 –0.225 –0.22 –0.215 INPUT OFFSET CURRENT – nA
800
Figure 3. Typical Distribution of Output Offset Voltage; Package Option N-8, SO-8
Figure 6. Typical Distribution for Input Offset Current; Package Option N-8, SO-8
20
22 20
18
18
16
16
14 12 UNITS
UNITS
14 12 10
10 8
8
6
6
4
4 2
2
0
0 –0.025 –0.02
–80
–60
0 20 40 60 –40 –20 INPUT OFFSET VOLTAGE – mV
80
100
0 0.005 –0.015 –0.01 –0.005 INPUT OFFSET CURRENT – nA
0.01
Figure 7. Typical Distribution for Input Offset Current, VS = +5, Single Supply, VREF = –0.125 V; Package Option N-8, SO-8
Figure 4. Typical Distribution of Input Offset Voltage, VS = +5, Single Supply, VREF = –0.125 V; Package Option N-8, SO-8
REV. C
–0.21
–5–
AD623 30
1600 1400
25
1200 20
IBIAS – nA
UNITS
1000 800
15
600 10 400 5
200 0
75
80
85
90
0 –60
95 100 105 110 115 120 125 130 CMRR 2 dB
–20
0
20
40
60
80
100
120
140
TEMPERATURE – 8C
Figure 11. IBIAS vs. Temp
Figure 8. Typical Distribution for CMRR (G = 1)
1k
CURRENT NOISE – fA/!Hz
1k
NOISE – nV/!Hz, RTI
–40
GAIN = 1
100
GAIN = 10
100
GAIN = 100 GAIN = 1000 10
10
1
10
100 1k FREQUENCY – Hz
10k
100k
21
19.5
20
19.0
19
18.5
18
17.5
16
17.0
15
16.5
–4
0 –2 CMV – Volts
2
1k
18.0
17
–5
100 FREQUENCY – Hz
Figure 12. Current Noise Spectral Density vs. Frequency
IBIAS – nA
IBIAS – nA
Figure 9. Voltage Noise Spectral Density vs. Frequency
10
1
4
–3
Figure 10. IBIAS vs. CMV, VS = ± 5 V
–2
–1 CMV – Volts
0
1
Figure 13. IBIAS vs. CMV, VS = ± 2.5 V
–6–
REV. C
AD623 120 110 x1000
100 x10 CMR – dB
90 x1
80
x100 70 60 50 40 30
1
10
100 1k FREQUENCY – Hz
100k
10k
Figure 17. CMR vs. Frequency, ± 5 VS
Figure 14. 0.1 Hz to 10 Hz Current Noise (0.71 pA/Div)
70 60 50 RTO
40 GAIN – dB
30 20 10
RTI
0 –10 –20 –30 100
1k
10k
100k
1M
FREQUENCY – Hz
Figure 15. 0.1 Hz to 10 Hz RTI Voltage Noise (1 Div = 1 µ V p-p)
Figure 18. Gain vs. Frequency (VS = +5 V, 0 V), VREF = 2.5 V
120
5
110
4
100
x1000
VS = 62.5
OUTPUT – Volts
2
90
CMR – dB
VS = 65
3
x100
80 70 x10 60
1 0 –1 –2
50
–3 x1
40 30
–4 1
10
100 1k FREQUENCY – Hz
10k
–5 –6
100k
–4
–3 –2 –1 0 1 2 COMMON MODE INPUT – Volts
3
4
5
Figure 19. Maximum Output Voltage vs. Common Mode, G = 1, RL = 100 kΩ
Figure 16. CMR vs. Frequency, +5, 0 VS, VREF = 2.5 V
REV. C
–5
–7–
AD623 140
5
G = 1000 4 VS = 62.5
3
VS = 65
120 G = 100 100 PSRR – dB
OUTPUT – Volts
2 1 0 –1
80
60 40
–2
G = 10
–3
20
G=1
–4 –5 –6
0 –5
–4
–3 –2 –1 0 1 2 COMMON MODE INPUT – Volts
3
4
1
5
10
100 1k FREQUENCY – Hz
10k
100k
Figure 23. Positive PSRR vs. Frequency, ± 5 VS
Figure 20. Maximum Output Voltage vs. Common Mode, G ≥ 10, RL = 100 kΩ
5
140 G = 1000 120
4
G = 100
3
PSRR – dB
OUTPUT – Volts
100
2
80
60 40
G = 10
1 20 0
–1
0
1 2 3 COMMON MODE INPUT – Volts
4
G=1
0
5
1
10
100 1k FREQUENCY – Hz
100k
10k
Figure 24. Positive PSRR vs. Frequency, +5 VS , 0 VS
Figure 21. Maximum Output Voltage vs. Common Mode, G = 1, VS = +5 V, RL = 100 kΩ
140
5
G = 1000 120
G = 100
4
PSRR – dB
OUTPUT – Volts
100 3
2
80 G = 10 60 G=1 40
1
20
0
0 –1
0
1 2 3 COMMON MODE INPUT – Volts
4
1
5
10
100 1k FREQUENCY – Hz
10k
100k
Figure 25. Negative PSRR vs. Frequency, ± 5 VS
Figure 22. Maximum Output Voltage vs. Common Mode, G ≥ 10, VS = +5 V, RL = 100 kΩ
–8–
REV. C
AD623 10
8
V p–p
6
4
VS = 65 VS = 62.5
2
0
0
20
40
80
60
100
FREQUENCY – kHz
Figure 26. Large Signal Response, G ≤ 10
Figure 29. Large Signal Pulse Response and Settling Time, G = –10 (0.250 mV = 0.01%), CL = 100 pF
1000
SETTLING TIME – ms
100
10
1
1
10
100
1000
GAIN – V/V
Figure 27. Settling Time to 0.01% vs. Gain, for a 5 V Step at Output, CL = 100 pF, VS = ± 5 V
Figure 30. Large Signal Pulse Response and Settling Time, G = 100, CL = 100 pF
Figure 28. Large Signal Pulse Response and Settling Time, G = –1 (0.250 mV = 0.01%), CL = 100 pF
Figure 31. Large Signal Pulse Response and Settling Time, G = –1000 (5 mV = 0.01%), CL = 100 pF
REV. C
–9–
AD623
Figure 32. Small Signal Pulse Response, G = 1, RL = 10 kΩ, CL = 100 pF
Figure 35. Small Signal Pulse Response, G = 1000, RL = 10 kΩ, CL = 100 pF
Figure 33. Small Signal Pulse Response, G = 10, RL = 10 kΩ, CL = 100 pF
Figure 36. Gain Nonlinearity, G = –1 (50 ppm/Div)
Figure 34. Small Signal Pulse Response G = 100, RL = 10 kΩ, CL = 100 pF
Figure 37. Gain Nonlinearity, G = –10 (6 ppm/Div)
–10–
REV. C
AD623 The output voltage at Pin 6 is measured with respect to the potential at Pin 5. The impedance of the reference pin is 100 kΩ, so in applications requiring V/I conversion, a small resistor between Pins 5 and 6 is all that is needed. POS SUPPLY 7 +
INVERTING 2
– 4
1
50kV
50kV
–
GAIN
+ 50kV
8
50kV
OUT 6 REF 5
– NONINVERTING 3
V+
+
4 NEG SUPPLY
Figure 40. Simplified Schematic
(V+) –0.5
SWING – Volts
50kV
7
Figure 38. Gain Nonlinearity (G = –100, 15 ppm/Div)
The bandwidth of the AD623 is reduced as the gain is increased, since all the amplifiers are of voltage feedback type. At unity gain, it is the output amplifier that limits the bandwidth. Therefore even at higher gains the AD623 bandwidth does not roll off as quickly.
(V+) –1.5
(V+) –1.5
APPLICATIONS Basic Connection
(V–) +0.5
V–
50kV
0
0.5
1
1.5
Figure 41 shows the basic connection circuit for the AD623. The +VS and –VS terminals are connected to the power supply. The supply can be either bipolar (VS = ± 2.5 V to ± 6 V) or single supply (–VS = 0 V, +VS = 3.0 V to 12 V). Power supplies should be capacitively decoupled close to the devices power pins. For best results, use surface mount 0.1 µF ceramic chip capacitors and 10 µF electrolytic tantalum capacitors.
2
OUTPUT CURRENT – mA
Figure 39. Output Voltage Swing vs. Output Current THEORY OF OPERATION
The AD623 is an instrumentation amplifier based on a modified classic three op amp approach, to assure single or dual supply operation even at common-mode voltages at the negative supply rail. Low voltage offsets, input and output, as well as absolute gain accuracy, and one external resistor to set the gain, make the AD623 one of the most versatile instrumentation amplifiers in its class.
The input voltage, which can be either single-ended (tie either –IN or +IN to ground) or differential is amplified by the programmed gain. The output signal appears as the voltage difference between the Output pin and the externally applied voltage on the REF input. For a ground referenced output, REF should be grounded.
The input signal is applied to PNP transistors acting as voltage buffers and providing a common-mode signal to the input amplifiers (Figure 40). An absolute value 50 kΩ resistor in each of the amplifiers’ feedback assures gain programmability.
GAIN SELECTION
The AD623’s gain is resistor programmed by RG, or more precisely, by whatever impedance appears between Pins 1 and 8. The AD623 is designed to offer accurate gains using 0.1%–1% tolerance resistors. Table I shows required values of RG for various gains. Note that for G = 1, the RG terminals are unconnected (RG = `). For any arbitrary gain, RG can be calculated by using the formula
The differential output is 100 kΩ VC V O = 1+ RG
RG = 100 kΩ/(G – 1)
The differential voltage is then converted to a single-ended voltage using the output amplifier, which also rejects any commonmode signal at the output of the input amplifiers. Since all the amplifiers can swing to either supply rails, as well as have their common-mode range extended to below the negative supply rail, the range over which the AD623 can operate is further enhanced (Figures 19 and 20).
REV. C
REFERENCE TERMINAL
The reference terminal potential defines the zero output voltage and is especially useful when the load does not share a precise ground with the rest of the system. It provides a direct means of injecting a precise offset to the output. The reference terminal is also useful when bipolar signals are being amplified as it can be used to provide a virtual ground voltage. The voltage on the reference terminal can be varied from –VS to +VS.
–11–
AD623 +VS
+VS
+2.5V TO +6V 10mF
0.1mF
0.1mF
RG VIN
RG RG
+3V TO +12V 10mF
RG OUTPUT REF
VIN
VOUT
RG
OUTPUT REF
RG
VOUT
REF (INPUT)
REF (INPUT)
10mF
0.1mF –2.5V TO –6V –VS
a. Dual Supply
b. Single Supply Figure 41. Basic Connections
Table I. Required Values of Gain Resistors
INPUT PROTECTION
Desired Gain
1% Std Table Value of RG, V
Calculated Gain Using 1% Resistors
2 5 10 20 33 40 50 65 100 200 500 1000
100 k 24.9 k 11 k 5.23 k 3.09 k 2.55 k 2.05 k 1.58 k 1.02 k 499 200 100
2 5.02 10.09 20.12 33.36 40.21 49.78 64.29 99.04 201.4 501 1001
Internal supply referenced clamping diodes allow the input, reference, output and gain terminals of the AD623 to safely withstand overvoltages of 0.3 V above or below the supplies. This is true for all gains, and for power on and off. This last case is particularly important since the signal source and amplifier may be powered separately. If the overvoltage is expected to exceed this value, the current through these diodes should be limited to about 10 mA using external current limiting resistors. This is shown in Figure 42. The size of this resistor is defined by the supply voltage and the required overvoltage protection. +VS RLIM
RG
INPUT AND OUTPUT OFFSET VOLTAGE
Total Error RTI = Input Error + (Output Error/G) RTI offset errors and noise voltages for different gains are shown below in Table II. Table II. RTI Error Sources
Total Input Referred Noise (nV/√Hz)
AD623A AD623B AD623A AD623B AD623A & AD623B 1 2 5 10 20 50 100 1000
1200 700 400 300 250 220 210 200
600 350 200 150 125 110 105 100
12 7 4 3 2.5 2.2 2.1 2
11 6 3 2 1.5 1.2 1.1 1
62 45 38 35 35 35 35 35
OUTPUT
VOVER
RLIM =
VOVER 2VS +0.7V 10mA
2VS
Figure 42. Input Protection RF INTERFERENCE
Total Error RTO = (Input Error × G) + Output Error
Max Total Input Offset Drift mV/8C mV/8C
AD623
RLIM
The low errors of the AD623 are attributed to two sources, input and output errors. The output error is divided by the programmed gain when referred to the input. In practice, the input errors dominate at high gains and the output errors dominate at low gains. The total VOS for a given gain is calculated as:
Max Total Input Offset Error Gain mV mV
1 = 10mA MAX
VOVER
All instrumentation amplifiers can rectify high frequency out-ofband signals. Once rectified, these signals appear as dc offset errors at the output. The circuit of Figure 43 provides good RFI suppression without reducing performance within the in amps pass band. Resistor R1 and capacitor C1 (and likewise, R2 and C2) form a low-pass RC filter that has a –3 dB BW equal to: F = 1/(2 π R1C1). Using the component values shown, this filter has a –3 dB bandwidth of approximately 40 kHz. Resistors R1 and R2 were selected to be large enough to isolate the circuit’s input from the capacitors, but not large enough to significantly increase the circuit’s noise. To preserve commonmode rejection in the amplifier’s pass band, capacitors C1 and C2 need to be 5% or better units, or low cost 20% units can be tested and “binned” to provide closely matched devices. Capacitor C3 is needed to maintain common-mode rejection at the low frequencies. R1/R2 and C1/C2 form a bridge circuit whose output appears across the in amp’s input pins. Any mismatch between C1 and C2 will unbalance the bridge and reduce common-mode rejection. C3 ensures that any RF signals
–12–
REV. C
AD623 are common mode (the same on both in amp inputs) and are not applied differentially. This second low pass network, R1+R2 and C3, has a –3 dB frequency equal to: 1/(2 π (R1+R2) (C3)). Using a C3 value of 0.047 µF as shown, the –3 dB signal BW of this circuit is approximately 400 Hz. The typical dc offset shift over frequency will be less than 1.5 µV and the circuit’s RF signal rejection will be better than 71 dB. The 3 dB signal bandwidth of this circuit may be increased to 900 Hz by reducing resistors R1 and R2 to 2.2 kΩ. The performance is similar to that using 4 kΩ resistors, except that the circuitry preceding the in amp must drive a lower impedance load.
In many applications shielded cables are used to minimize noise; for best CMR over frequency the shield should be properly driven. Figure 44 shows an active guard drive that is configured to improve ac common-mode rejection by “bootstrapping” the capacitances of input cable shields, thus minimizing the capacitance mismatch between the inputs.
100V
The circuit of Figure 43 should be built using a PC board with a ground plane on both sides. All component leads should be as short as possible. Resistors R1 and R2 can be common 1% metal film units but capacitors C1 and C2 need to be ± 5% tolerance devices to avoid degrading the circuit’s common-mode rejection. Either the traditional 5% silver mica units or Panasonic ± 2% PPS film capacitors are recommended.
0.33mF C1 1000pF 5%
R2 4.02kV 1%
C3 0.047mF
–IN
RG
LOCATE C1–C3 AS CLOSE TO THE INPUT PINS AS POSSIBLE
VOUT
Figure 44. Common-Mode Shield Driver GROUNDING
Since the AD623 output voltage is developed with respect to the potential on the reference terminal, many grounding problems can be solved by simply by tying the REF pin to the appropriate “local ground.” The REF pin should, however, be tied to a low impedance point for optimal CMR.
AD623
0.33mF
AD623
–VS
The use of ground planes is recommended to minimize the impedance of ground returns (and hence the size of dc errors). In order to isolate low level analog signals from a noisy digital environment, many data-acquisition components have separate analog and digital ground returns (Figure 45). All ground pins from mixed signal components such as analog-to-digital converters should be returned through the “high quality” analog ground
VOUT REFERENCE
C2 1000pF 5%
AD8031
REFERENCE
0.01mF
+IN
RG 2 RG 2
+INPUT
+VS R1 4.02kV 1%
+VS
–INPUT
0.01mF
–VS
Figure 43. Circuit to Attenuate RF Interference
ANALOG POWER SUPPLY +5V
–5V
0.1mF 0.1mF
AD623
DIGITAL POWER SUPPLY
GND
0.1mF
0.1mF
VIN1 VDD
AGND DGND
ADC
VIN2
+5V
GND
12
AGND
VDD
mPROCESSOR
AD7892-2
Figure 45. Optimal Grounding Practice for a Bipolar Supply Environment with Separate Analog and Digital Supplies POWER SUPPLY GND +5V
0.1mF 0.1mF
0.1mF
AGND DGND
VDD
AD623
VIN
ADC
AD7892-2
12
VDD
DGND
mPROCESSOR
Figure 46. Optimal Ground Practice in a Single Supply Environment
REV. C
–13–
AD623 plane. Maximum isolation between analog and digital is achieved by connecting the ground planes back at the supplies. The digital return currents from the ADC, which flow in the analog ground plane will, in general, have a negligible effect on noise performance. If there is only a single power supply available, it must be shared by both digital and analog circuitry. Figure 46 shows how to minimize interference between the digital and analog circuitry. As in the previous case, separate analog and digital ground planes should be used (reasonably thick traces can be used as an alternative to a digital ground plane). These ground planes should be connected at the power supply’s ground pin. Separate traces should be run from the power supply to the supply pins of the digital and analog circuits. Ideally, each device should have its own power supply trace, but these can be shared by a number of devices as long as a single trace is not used to route current to both digital and analog circuitry.
applications, providing this path is generally not necessary as the bias current simply flows from the bridge supply through the bridge and into the amplifier. However, if the impedances that the two inputs see are large and differ by a large amount (>10 kΩ), the offset current of the input stage will cause dc errors proportional with the input offset voltage of the amplifier. Output Buffering The AD623 is designed to drive loads of 10 kΩ or greater. If the load is less that this value, the AD623’s output should be buffered with a precision single supply op amp such as the OP113. This op amp can swing from 0 V to 4 V on its output while driving a load as small as 600 Ω. Table III summarizes the performance of some other buffer op amps. +5V 0.1mF
Ground Returns for Input Bias Currents Input bias currents are those dc currents that must flow in order to bias the input transistors of an amplifier. These are usually transistor base currents. When amplifying “floating” input sources such as transformers or ac-coupled sources, there must be a direct dc path into each input in order that the bias current can flow. Figure 47 shows how a bias current path can be provided for the cases of transformer coupling, capacitive ac-coupling and for a thermocouple application. In dc-coupled resistive bridge
+5V 0.1mF
RG
VIN
AD623 REF
OP113
VOUT
Figure 48. Output Buffering Table III. Buffering Options
+VS –INPUT
RG
AD623
+INPUT
VOUT REFERENCE
Op Amp
Comments
OP113 OP191 OP150
Single Supply, High Output Current Rail-to-Rail Input and Output, Low Supply Current Rail-to-Rail Input and Output, High Output Current
LOAD –VS
TO POWER SUPPLY GROUND
Figure 47a. Ground Returns for Bias Currents with Transformer Coupled Inputs
A Single Supply Data Acquisition System
Interfacing bipolar signals to single supply analog to digital converters (ADCs) presents a challenge. The bipolar signal must be “mapped” into the input range of the ADC. Figure 49 shows how this translation can be achieved.
+VS
+5V
–INPUT
+5V
+5V
0.1mF
0.1mF
RG
AD623
+INPUT
VOUT
AD7776
REFERENCE 610mV
LOAD –VS
RG 1.02kV
AD623
AIN REF
TO POWER SUPPLY GROUND
REFOUT REFIN
Figure 47b. Ground Returns for Bias Currents with Thermocouple Inputs Figure 49. A Single Supply Data Acquisition System
+VS –INPUT
RG
AD623
+INPUT 100kV
100kV
VOUT REFERENCE LOAD
–VS
TO POWER SUPPLY GROUND
Figure 47c. Ground Returns for Bias Currents with AC Coupled Inputs
The bridge circuit is excited by a +5 V supply. The full-scale output voltage from the bridge (± 10 mV) therefore has a common-mode level of 2.5 V. The AD623 removes the commonmode component and amplifies the input signal by a factor of 100 (RGAIN = 1.02 kΩ). This results in an output signal of ± 1 V. In order to prevent this signal from running into the AD623’s ground rail, the voltage on the REF pin has to be raised to at least 1 V. In this example, the 2 V reference voltage from the AD7776 ADC is used to bias the AD623’s output voltage to 2 V ± 1 V. This corresponds to the input range of the ADC. –14–
REV. C
AD623 Amplifying Signals with Low Common-Mode Voltage
The voltages on these internal nodes are critical in determining whether or not the output voltage will be clipped. The voltages VA1 and VA2 can swing from about 10 mV above the negative supply (V– or Ground) to within about 100 mV of the positive rail before clipping occurs. Based on this and from the above equations, the maximum and minimum input common-mode voltages are given by the equations
Because the common-mode input range of the AD623 extends 0.1 V below ground, it is possible to measure small differential signals which have low, or no, common mode component. Figure 50 shows a thermocouple application where one side of the J-type thermocouple is grounded. +5V
VCMMAX = V+ – 0.7 V – VDIFF × Gain/2
0.1mF
RG 1.02kV
J-TYPE THERMOCOUPLE
VCMMIN = V– – 0.590 V + VDIFF × Gain/2
AD623
These equations can be rearranged to give the maximum possible differential voltage (positive or negative) for a particular commonmode voltage, gain, and power supply. Because the signals on A1 and A2, can clip on either rail, the maximum differential voltage will be the lesser of the two equations.
VOUT REF 2V
|VDIFFMAX| = 2 (V+ – 0.7 V – VCM )/Gain
Figure 50. Amplifying Bipolar Signals with Low CommonMode Voltage
Over a temperature range from –200°C to +200°C, the J-type thermocouple delivers a voltage ranging from –7.890 mV to 10.777 mV. A programmed gain on the AD623 of 100 (RG = 1.02 kΩ) and a voltage on the AD623 REF pin of 2 V, results in the AD623’s output voltage ranging from 1.110 V to 3.077 V relative to ground. INPUT DIFFERENTIAL AND COMMON-MODE RANGE VS. SUPPLY AND GAIN
Figure 51 shows a simplified block diagram of the AD623. The voltages at the outputs of the amplifiers A1 and A2 are given by the equations VA2 = VCM + VDIFF /2 + 0.6 V + VDIFF × RF/RG = VCM + 0.6 V + VDIFF × Gain/2
|VDIFFMAX| = 2 (VCM – V– +0.590 V)/Gain However, the range on the differential input voltage range is also constrained by the output swing. So the range of VDIFF may have to be lower according the equation. Input Range ≤ Available Output Swing/Gain For a bipolar input voltage with a common-mode voltage that is roughly half way between the rails, VDIFFMAX will be half the value that the above equations yield because the REF pin will be at midsupply. Note that the available output swing is given for different supply conditions in the Specifications section. The equations can be rearranged to give the maximum gain for a fixed set of input conditions. Again, the maximum gain will be the lesser of the two equations. GainMAX = 2 (V+ – 0.7 V – VCM)/VDIFF GainMAX = 2 (VCM – V– +0.590 V)/VDIFF
VA1 = VCM – VDIFF /2 + 0.6 V – VDIFF × RF/RG = VCM + 0.6 V – VDIFF × Gain/2
Again, we must ensure that the resulting gain times the input range is less than the available output swing. If this is not the case, the maximum gain is given by,
POS SUPPLY 7
GainMAX = Available Output Swing/Input Range
INVERTING 2
Also for bipolar inputs (i.e., input range = 2 VDIFF), the maximum gain will be half the value yielded by the above equations because the REF pin must be at midsupply.
A1 4
VDIFF 2
GAIN
VCM
1
RF 50kV
50kV
RG 8
50kV
A3 RF 50kV
50kV
50kV
7 VDIFF 2
A2
3 NONINVERTING 4 NEG SUPPLY
Figure 51. Simplified Block Diagram
REV. C
VOUT 6 REF 5
The maximum gain and resulting output swing for different input conditions is given in Table IV. Output voltages are referenced to the voltage on the REF pin. For the purposes of computation, it is necessary to break down the input voltage into its differential and common-mode component. So when one of the inputs is grounded or at a fixed voltage, the common-mode voltage changes as the differential voltage changes. Take the case of the thermocouple amplifier in Figure 50. The inverting input on the AD623 is grounded. So when the input voltage is –10 mV, the voltage on the noninverting input is –10 mV. For the purposes of signal swing calculations, this input voltage should be considered to be composed of a common-mode voltage of –5 mV (i.e., (+IN + –IN)/2) and a differential input voltage of –10 mV (i.e., +IN – –IN).
–15–
AD623
VCM
VDIFF
REF Pin
Supply Voltages
Max Gain
Closest 1% Gain Resistor, V
Resulting Gain
Output Swing
0V 0V 0V 0V 0V 2.5 V 2.5 V 2.5 V 1.5 V 1.5 V 0V 0V
± 10 mV ± 100 mV ± 10 mV ± 100 mV ±1 V ± 10 mV ± 100 mV ±1 V ± 10 mV ± 100 mV ± 10 mV ± 100 mV
2.5 V 2.5 V 0V 0V 0V 2.5 V 2.5 V 2.5 V 1.5 V 1.5 V 1.5 V 1.5 V
+5 V +5 V ±5 V ±5 V ±5 V +5 V +5 V +5 V +3 V +3 V +3 V +3 V
118 11.8 490 49 4.9 242 24.2 2.42 142 14.2 118 11.8
866 9.31 k 205 2.1 k 26.1 k 422 4.32 k 71.5 k 715 7.68 k 866 9.31 k
116 11.7 488 48.61 4.83 238 24.1 2.4 141 14 116 11.74
± 1.2 V ± 1.1 V ± 4.8 V ± 4.8 V ± 4.8 V ± 2.3 V ± 2.4 V ± 2.4 V ± 1.4 V ± 1.4 V ± 1.1 V ± 1.1 V
C3202c–0–9/99
Table IV. Maximum Attainable Gain and Resulting Output Swing for Different Input Conditions
OUTLINE DIMENSIONS Dimensions shown in inches and (mm).
8-Lead Plastic DIP (N-8)
8-Lead mSOIC (RM-8)
0.430 (10.92) 0.348 (8.84) 8
0.122 (3.10) 0.114 (2.90)
5
0.280 (7.11) 0.240 (6.10) 1
4
0.060 (1.52) 0.015 (0.38)
PIN 1 0.210 (5.33) MAX
8
0.022 (0.558) 0.100 0.070 (1.77) 0.014 (0.356) (2.54) 0.045 (1.15) BSC
0.199 (5.05) 0.187 (4.75) 1
0.195 (4.95) 0.115 (2.93)
0.130 (3.30) MIN
0.160 (4.06) 0.115 (2.93)
5
0.122 (3.10) 0.114 (2.90)
0.325 (8.25) 0.300 (7.62)
4
PIN 1 0.0256 (0.65) BSC
0.015 (0.381) 0.008 (0.204)
SEATING PLANE
0.120 (3.05) 0.112 (2.84) 0.043 (1.09) 0.037 (0.94)
0.006 (0.15) 0.002 (0.05) SEATING PLANE
8-Lead SOIC (SO-8)
0.120 (3.05) 0.112 (2.84)
0.018 (0.46) 0.008 (0.20)
0.011 (0.28) 0.003 (0.08)
33° 27°
0.028 (0.71) 0.016 (0.41)
0.1968 (5.00) 0.1890 (4.80)
PIN 1 0.0098 (0.25) 0.0040 (0.10)
8
5
1
4
0.2440 (6.20) 0.2284 (5.80)
0.0688 (1.75) 0.0532 (1.35)
0.0500 0.0192 (0.49) SEATING (1.27) 0.0098 (0.25) PLANE BSC 0.0138 (0.35) 0.0075 (0.19)
PRINTED IN U.S.A.
0.1574 (4.00) 0.1497 (3.80)
0.0196 (0.50) 3 458 0.0099 (0.25)
88 08
0.0500 (1.27) 0.0160 (0.41)
–16–
REV. C
This datasheet has been download from: www.datasheetcatalog.com Datasheets for electronics components.
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
D D D D D D D D D
Wide Bandwidth . . . 10 MHz High Output Drive – IOH . . . 57 mA at VDD – 1.5 V – IOL . . . 55 mA at 0.5 V High Slew Rate – SR+ . . . 16 V/µs – SR– . . . 19 V/µs Wide Supply Range . . . 4.5 V to 16 V Supply Current . . . 1.9 mA/Channel Ultralow Power Shutdown Mode IDD . . . 125 µA/Channel Low Input Noise Voltage . . . 7 nV√Hz Input Offset Voltage . . . 60 µV Ultra-Small Packages – 8 or 10 Pin MSOP (TLC070/1/2/3)
Operational Amplifier
– +
description The first members of TI’s new BiMOS general-purpose operational amplifier family are the TLC07x. The BiMOS family concept is simple: provide an upgrade path for BiFET users who are moving away from dual-supply to single-supply systems and demand higher ac and dc performance. With performance rated from 4.5 V to 16 V across commercial (0°C to 70°C) and an extended industrial temperature range (–40°C to 125°C), BiMOS suits a wide range of audio, automotive, industrial and instrumentation applications. Familiar features like offset nulling pins, and new features like MSOP PowerPAD packages and shutdown modes, enable higher levels of performance in a variety of applications. Developed in TI’s patented LBC3 BiCMOS process, the new BiMOS amplifiers combine a very high input impedance low-noise CMOS front end with a high-drive bipolar output stage, thus providing the optimum performance features of both. AC performance improvements over the TL07x BiFET predecessors include a bandwidth of 10 MHz (an increase of 300%) and voltage noise of 7 nV/√Hz (an improvement of 60%). DC improvements include a factor of 4 reduction in input offset voltage down to 1.5 mV (maximum) in the standard grade, and a power supply rejection improvement of greater than 40 dB to 130 dB. Added to this list of impressive features is the ability to drive ±50-mA loads comfortably from an ultrasmall-footprint MSOP PowerPAD package, which positions the TLC07x as the ideal high-performance general-purpose operational amplifier family. FAMILY PACKAGE TABLE PACKAGE TYPES
NO. OF CHANNELS
MSOP
PDIP
SOIC
TSSOP
TLC070
1
8
8
8
—
TLC071
1
8
8
8
—
TLC072
2
8
8
8
—
—
TLC073
2
10
14
14
—
Yes
TLC074
4
—
14
14
20
—
TLC075
4
—
16
16
20
Yes
DEVICE
SHUTDOWN
UNIVERSAL EVM BOARD
Yes Refer to the EVM Selection Guide (Lit# SLOU060)
Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet. PowerPAD is a trademark of Texas Instruments. Copyright 2000, Texas Instruments Incorporated
PRODUCTION DATA information is current as of publication date. Products conform to specifications per the terms of Texas Instruments standard warranty. Production processing does not necessarily include testing of all parameters.
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• DALLAS, TEXAS 75265
1
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
TLC070 and TLC071 AVAILABLE OPTIONS PACKAGED DEVICES TA
0°C to 70°C
– 40°C to 125°C
SMALL OUTLINE (D)†
SMALL OUTLINE (DGN)†
SYMBOL
PLASTIC DIP (P)
TLC070CD TLC071CD
TLC070CDGN TLC071CDGN
xxTIACS xxTIACU
TLC070CP TLC071CP
TLC070ID TLC071ID
TLC070IDGN TLC071IDGN
xxTIACT xxTIACV
TLC070IP TLC071IP
— —
— —
TLC070AID TLC071AID
TLC070AIP TLC071AIP
† This package is available taped and reeled. To order this packaging option, add an R suffix to the part number (e.g., TLC070CDR). TLC072 and TLC073 AVAILABLE OPTIONS PACKAGED DEVICES TA
0°C to 70°C
– 40°C to 125°C
SMALL OUTLINE (D)†
SYMBOL‡
PLASTIC DIP (N)
PLASTIC DIP (P)
(DGN)†
SYMBOL‡
(DGQ)†
TLC072CD TLC073CD
TLC072CDGN —
xxTIADV —
— TLC073CDGQ
— xxTIADX
— TLC073CN
TLC072CP —
TLC072ID TLC073ID
TLC072IDGN —
xxTIADW —
— TLC073IDGQ
— xxTIADY
— TLC073IN
TLC072IP —
TLC072AID TLC073AID
— —
— —
— —
— —
— TLC073AIN
TLC072AIP —
MSOP
† This package is available taped and reeled. To order this packaging option, add an R suffix to the part number (e.g., TLC072CDR). ‡ xx represents the device date code. TLC074 and TLC075 AVAILABLE OPTIONS PACKAGED DEVICES TA
0°C to 70°C
– 40°C to 125°C
SMALL OUTLINE (D)†
PLASTIC DIP (N)
TSSOP (PWP)†
TLC074CD TLC075CD
TLC074CN TLC075CN
TLC074CPWP TLC075CPWP
TLC074ID TLC075ID
TLC074IN TLC075IN
TLC074IPWP TLC075IPWP
TLC074AID TLC075AID
TLC074AIN TLC075AIN
TLC074AIPWP TLC075AIPWP
† This package is available taped and reeled. To order this packaging option, add an R suffix to the part number (e.g., TLC074CDR).
2
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TLC07x PACKAGE PINOUTS TLC070 D, DGN OR P PACKAGE (TOP VIEW)
NULL IN – IN + GND
1
8
2
7
3
6
4
5
SHDN VDD OUT NULL
TLC071 D, DGN OR P PACKAGE (TOP VIEW)
NULL IN – IN + GND
TLC073 DGQ PACKAGE (TOP VIEW)
1OUT 1IN – 1IN+ GND 1SHDN
1 2 3 4 5
10 9 8 7 6
VDD 2OUT 2IN – 2IN+ 2SHDN
1OUT 1IN – 1IN+ GND NC 1SHDN NC
TLC074 PWP PACKAGE
1
20
2
19
3
18
4
17
5
16
6
15
7
14
8
13
9
12
10
11
8
2
7
3
6
4
5
NC VDD OUT NULL
1OUT 1IN – 1IN + GND
1OUT 1IN – 1IN+ VDD 2IN+ 2IN – 2OUT 1/2SHDN
8
2
7
3
6
4
5
TLC074 D OR N PACKAGE
(TOP VIEW)
(TOP VIEW)
1
14
2
13
3
12
4
11
5
10
6
9
7
8
1OUT 1IN – 1IN+ VDD 2IN+ 2IN – 2OUT
VDD 2OUT 2IN – 2IN+ NC 2SHDN NC
1
16
2
15
3
14
4
13
5
12
6
11
7
10
8
9
1
14
2
13
3
12
4
11
5
10
6
9
7
8
VDD 2OUT 2IN – 2IN+
4OUT 4IN – 4IN+ GND 3IN+ 3IN – 3OUT
TLC075 PWP PACKAGE (TOP VIEW)
(TOP VIEW)
4OUT 4IN– 4IN+ GND 3IN+ 3IN– 3OUT NC NC NC
1
TLC073 D OR N PACKAGE
TLC075 D OR N PACKAGE
(TOP VIEW)
1OUT 1IN– 1IN+ VDD 2IN+ 2IN– 2OUT NC NC NC
1
TLC072 D, DGN, OR P PACKAGE (TOP VIEW)
4OUT 4IN – 4IN+ GND 3IN + 3IN– 3OUT 3/4SHDN
1OUT 1IN– 1IN+ VDD 2IN+ 2IN– 2OUT 1/2SHDN NC NC
1
20
2
19
3
18
4
17
5
16
6
15
7
14
8
13
9
12
10
11
4OUT 4IN– 4IN+ GND 3IN+ 3IN– 3OUT 3/4SHDN NC NC
NC – No internal connection
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TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
absolute maximum ratings over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)† Supply voltage, VDD (see Note 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 V Differential input voltage range, VID . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ± VDD Continuous total power dissipation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . See Dissipation Rating Table Operating free-air temperature range, TA: C suffix . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0°C to 70°C I suffix . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . – 40°C to 125°C Maximum junction temperature, TJ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 150°C Storage temperature range, Tstg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . – 65°C to 150°C Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 10 seconds . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 260°C † Stresses beyond those listed under “absolute maximum ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under “recommended operating conditions” is not implied. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability. NOTE 1: All voltage values, except differential voltages, are with respect to GND . DISSIPATION RATING TABLE PACKAGE
θJC (°C/W)
θJA (°C/W)
TA ≤ 25°C POWER RATING
D (8)
38.3
176
710 mW
D (14)
26.9
122.3
1022 mW
D (16)
25.7
114.7
1090 mW
DGN (8)
4.7
52.7
2.37 W
DGQ (10)
4.7
52.3
2.39 W
N (14, 16)
32
78
1600 mW
P (8)
41
104
1200 mW
PWP (20)
1.40
26.1
4.79 W
recommended operating conditions Single supply
Supply voltage voltage, VDD
Split supply
Common-mode input voltage, VICR VIH VOL
Shutdown on/off voltage level‡
I-suffix
POST OFFICE BOX 655303
16
±2.25
±8
+0.5
VDD–0.8 0.8
‡ Relative to the voltage on the GND terminal of the device.
4
MAX
4.5
2
C-suffix
Operating free-air free air temperature, temperature TA
MIN
• DALLAS, TEXAS 75265
0
70
– 40
125
UNIT V V V °C
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
electrical characteristics at specified free-air temperature, VDD = 5 V (unless otherwise noted) PARAMETER
TEST CONDITIONS TLC070/1/2/3 TLC070/1/2/3A
VIO
Input offset voltage
VDD = 5 V, V VIC = 2.5 V, VO = 2.5 V, RS = 50 Ω
TLC074/5 TLC074/5A
αVIO
Temperature coefficient of input offset voltage
IIO
Input offset current
TA† 25°C
MIN
Input bias current
VDD = 5 V V, VIC = 2.5 V,, VO = 2.5 V, RS = 50 Ω
CMRR > 70 dB,
TLC07XC TLC07XI
20
Full range
TLC07XC
RS = 50 Ω
RS = 50 Ω
IOH = – 20 mA VIC = 2.5 V
IOH = – 35 mA
IOH = – 50 mA
IOL = 1 mA IOL = 20 mA VOL
Low-level output voltage
VIC = 2.5 V
IOL = 35 mA
390
Full range
Short circuit output current Short-circuit
IO
Output current
1900
25°C
390
Full range
1400 2000
0.7
µV/°C 50 100
Full range
pA
700 1.5
50 100
Full range
pA
700
25°C
0.5 to 4.2
Full range
0.5 to 4.2
25°C
4.1
Full range
3.9
25°C
3.7
Full range
3.5
25°C
3.4
Full range
3.2
25°C
3.2
–40°C to 85°C
µV
3000
V
4.3 4 V
3.8 3.6
3
25°C
0.18
Full range 25°C 25°C
0.25 0.35
0.35
Full range
0.39 0.45
0.43
Full range 25°C
IOL = 50 mA
IOS
750 1000
25°C
25°C
IOH = – 1 mA
High-level output voltage
1000
UNIT
1500
25°C
Common mode input voltage Common-mode CMRR > 52 dB,
VOH
60
12 1.2
TLC07XI
VICR
MAX
Full range
25°C
IIB
TYP
0.55
V
0.7 0.48
–40°C to 85°C
0.63 0.7
Sourcing
25°C
100
Sinking
25°C
100
VOH = 1.5 V from positive rail VOL = 0.5 V from negative rail
25°C
57
25°C
55
mA mA
† Full range is 0°C to 70°C for C suffix and – 40°C to 125°C for I suffix. If not specified, full range is – 40°C to 125°C.
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5
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
electrical characteristics at specified free-air temperature, VDD = 5 V (unless otherwise noted) (continued) PARAMETER
TEST CONDITIONS
AVD
Large-signal g g differential voltage g amplification
ri(d)
Differential input resistance
CIC
Common-mode input capacitance
f = 10 kHz
zo
Closed-loop output impedance
f = 10 kHz,
AV = 10
CMRR
Common mode rejection ratio Common-mode
VIC = 1 to 3 V, V
RS = 50 Ω
kSVR
Supply y voltage g rejection j ratio (∆VDD /∆VIO)
VDD = 4.5 V to 16 V,, No load
VIC = VDD /2,,
IDD
Supply current (per channel)
VO = 2.5 2 5 V, V
No load
IDD(SHDN)
Supply current in shutdown mode (per channel) (TLC070, TLC073, TLC075)
SHDN ≤ 0 0.8 8V
VO(PP) = 3 V V,
RL = 10 kΩ
TA†
MIN
TYP
25°C
100
120
Full range
100
GΩ
25°C
22.9
pF
25°C
0.25
Ω
25°C
100
Full range
100
25°C
95
Full range
95
25°C
140
dB
130 1.9
Full range
Full range
• DALLAS, TEXAS 75265
dB
1000
25°C
POST OFFICE BOX 655303
UNIT
25°C
† Full range is 0°C to 70°C for C suffix and – 40°C to 125°C for I suffix. If not specified, full range is – 40°C to 125°C.
6
MAX
dB 2.5 3.5
125
200 250
mA
µA
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
operating characteristics at specified free-air temperature, VDD = 5 V (unless otherwise noted) PARAMETER
TEST CONDITIONS
SR+
Positive slew rate at unity gain
VO(PP) = 0.8 V,, RL = 10 kΩ
CL = 50 pF,,
SR SR–
Negative slew rate at unity gain
VO(PP) = 0.8 V,, RL = 10 kΩ
CL = 50 pF,,
Vn
Equivalent input noise voltage
In THD + N t(on) t(off)
ts
φm
TA† 25°C
MIN
TYP
10
16
Full range
9.5
25°C
12.5
Full range
19
10
f = 100 Hz
25°C
12
f = 1 kHz
25°C
7
Equivalent input noise current
f = 1 kHz
25°C
0.6
Total harmonic distortion plus noise
VO(PP) = 3 V, RL = 10 kΩ and 250 Ω, f = 1 kHz
AV = 1 AV = 10 AV = 100
V/µs
nV/√Hz fA /√Hz
0.085% 25°C
0.15
µs
25°C
1.3
µs
25°C
10
MHz
Gain-bandwidth product
f = 10 kHz,
RL = 10 kΩ
V(STEP)PP = 1 V, AV = –1,, CL = 10 pF, RL = 10 kΩ
0.1%
V(STEP)PP = 1 V, AV = –1,, CL = 47 pF, RL = 10 kΩ
0.1%
0.18
0.01%
0.39
RL = 10 kΩ,
CL = 50 pF
RL = 10 kΩ,
CL = 0 pF
RL = 10 kΩ,
CL = 50 pF
RL = 10 kΩ,
CL = 0 pF
Gain margin
V/µs
0.012%
RL = 10 kΩ
Phase margin
UNIT
0.002% 25°C
Amplifier turnon time‡ Amplifier turnoff time‡
Settling time
MAX
0.18
0.01%
0.39 µs
25°C
25°C
25°C
32° 40° 2.2
dB
3.3
† Full range is 0°C to 70°C for C suffix and – 40°C to 125°C for I suffix. If not specified, full range is – 40°C to 125°C. ‡ Disable time and enable time are defined as the interval between application of the logic signal to SHDN and the point at which the supply current has reached half its final value.
POST OFFICE BOX 655303
• DALLAS, TEXAS 75265
7
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
electrical characteristics at specified free-air temperature, VDD = 12 V (unless otherwise noted) PARAMETER
TEST CONDITIONS TLC070/1/2/3 TLC070/1/2/3A
VIO
Input offset voltage
VDD = 12 V VIC = 6 V, VO = 6 V, RS = 50 Ω
TLC074/5 TLC074/5A
αVIO
Temperature coefficient of input offset voltage
IIO
Input offset current
TA† 25°C
MIN
Input bias current
VDD = 12 V VIC = 6 V,, VO = 6 V, RS = 50 Ω
CMRR > 70 dB,
TLC07xC TLC07xI
20
Full range
TLC07xC
RS = 50 Ω
RS = 50 Ω
IOH = – 20 mA VIC = 6 V
IOH = – 35 mA
IOH = – 50 mA
IOL = 1 mA IOL = 20 mA VOL
Low-level output voltage
VIC = 6 V
IOL = 35 mA
390
Full range
Short circuit output current Short-circuit
IO
Output current
25°C
390
Full range
0.7
1400
µV/°C
50 100
Full range
pA
700
25°C
0.5 to 11.2
Full range
0.5 to 11.2
25°C
11.1
V
11.2
11
25°C
10.8
Full range
10.7
25°C
10.6
Full range
10.3
25°C
10.4
–40°C to 85°C
10.3
25°C
10.9
10.5
0.17
Full range 25°C
0.25 0.35
0.35
Full range 25°C
V
10.7
0.45 0.5
0.4
Full range
0.52
V
0.6 0.45
–40°C to 85°C
0.6 0.65
25°C
150
Sinking
25°C
150
VOH = 1.5 V from positive rail VOL = 0.5 V from negative rail
25°C
57
25°C
55
• DALLAS, TEXAS 75265
pA
700 1.5
Sourcing
POST OFFICE BOX 655303
50 100
Full range
Full range
µV
2000
† Full range is 0°C to 70°C for C suffix and – 40°C to 125°C for I suffix. If not specified, full range is – 40°C to 125°C.
8
1900 3000
25°C IOL = 50 mA
IOS
750 1000
25°C
25°C
IOH = – 1 mA
High-level output voltage
1000
UNIT
1500
25°C
Common mode input voltage Common-mode CMRR > 52 dB,
VOH
60
12 1.2
TLC07xI
VICR
MAX
Full range
25°C
IIB
TYP
mA mA
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
electrical characteristics at specified free-air temperature, VDD = 12 V (unless otherwise noted) (continued) PARAMETER
TEST CONDITIONS
AVD
Large-signal g g differential voltage g amplification
ri(d)
Differential input resistance
CIC
Common-mode input capacitance
f = 10 kHz
zo
Closed-loop output impedance
f = 10 kHz,
AV = 10
CMRR
Common mode rejection ratio Common-mode
VIC = 1 to 10 V V,
RS = 50 Ω
kSVR
Supply y voltage g rejection j ratio (∆VDD /∆VIO)
VDD = 4.5 V to 16 V,, No load
VIC = VDD /2,,
IDD
Supply current (per channel)
VO = 7 7.5 5V V,
No load
IDD(SHDN)
Supply current in shutdown mode (TLC070, (TLC070 TLC073, TLC073 TLC075) (per channel)
SHDN ≤ 0.8 08V
VO(PP) = 8 V V,
RL = 10 kΩ
TA†
MIN
TYP
25°C
120
140
Full range
120
MAX
UNIT dB
25°C
1000
GΩ
25°C
21.6
pF
25°C
0.25
Ω
25°C
100
Full range
100
25°C
95
Full range
95
25°C
140 130 2.1
Full range 25°C Full range
dB dB 2.9 3.5
125
200
mA
µA
250
† Full range is 0°C to 70°C for C suffix and – 40°C to 125°C for I suffix. If not specified, full range is – 40°C to 125°C.
POST OFFICE BOX 655303
• DALLAS, TEXAS 75265
9
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
operating characteristics at specified free-air temperature, VDD = 12 V (unless otherwise noted) PARAMETER
TEST CONDITIONS
SR+
Positive slew rate at unity gain
VO(PP) = 2 V,, RL = 10 kΩ
CL = 50 pF,,
SR SR–
Negative slew rate at unity gain
VO(PP) = 2 V,, RL = 10 kΩ
CL = 50 pF,,
Vn
Equivalent input noise voltage
In THD + N t(on) t(off)
ts
φm
TA† 25°C
MIN
TYP
10
16
Full range
9.5
25°C
12.5
Full range
19
10
f = 100 Hz
25°C
12
f = 1 kHz
25°C
7
Equivalent input noise current
f = 1 kHz
25°C
0.6
Total harmonic distortion plus noise
VO(PP) = 8 V, RL = 10 kΩ and 250 Ω, f = 1 kHz
AV = 1 AV = 10 AV = 100
V/µs
nV/√Hz fA /√Hz
0.022% 25°C
0.47
µs
25°C
2.5
µs
25°C
10
MHz
Gain-bandwidth product
f = 10 kHz,
RL = 10 kΩ
V(STEP)PP = 1 V, AV = –1,, CL = 10 pF, RL = 10 kΩ
0.1%
V(STEP)PP = 1 V, AV = –1,, CL = 47 pF, RL = 10 kΩ
0.1%
0.17
0.01%
0.29
RL = 10 kΩ,
CL = 50 pF
RL = 10 kΩ,
CL = 0 pF
RL = 10 kΩ,
CL = 50 pF
RL = 10 kΩ,
CL = 0 pF
Gain margin
V/µs
0.005%
RL = 10 kΩ
Phase margin
UNIT
0.002% 25°C
Amplifier turnon time‡ Amplifier turnoff time‡
Settling time
MAX
0.17
0.01%
0.22 µs
25°C
25°C
25°C
37° 42° 3.1
dB
4
† Full range is 0°C to 70°C for C suffix and – 40°C to 125°C for I suffix. If not specified, full range is – 40°C to 125°C. ‡ Disable time and enable time are defined as the interval between application of the logic signal to SHDN and the point at which the supply current has reached half its final value.
10
POST OFFICE BOX 655303
• DALLAS, TEXAS 75265
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
TYPICAL CHARACTERISTICS Table of Graphs FIGURE VIO IIO
Input offset voltage
vs Common-mode input voltage
1, 2
Input offset current
vs Free-air temperature
3, 4
IIB VOH
Input bias current
vs Free-air temperature
3, 4
High-level output voltage
vs High-level output current
5, 7
VOL Zo
Low-level output voltage
vs Low-level output current
6, 8
Output impedance
vs Frequency
9
IDD PSRR
Supply current
vs Supply voltage
10
Power supply rejection ratio
vs Frequency
11
CMRR
Common-mode rejection ratio
vs Frequency
12
Vn VO(PP)
Equivalent input noise voltage
vs Frequency
13
Peak-to-peak output voltage
vs Frequency
14, 15
Crosstalk
vs Frequency
16
Differential voltage gain
vs Frequency
17, 18
Phase
vs Frequency
17, 18
Phase margin
vs Load capacitance
19, 20
Gain margin
vs Load capacitance
21, 22
Gain-bandwidth product
vs Supply voltage
SR
Slew rate
vs Supply voltage vs Free-air temperature
24 25, 26
THD + N
Total harmonic distortion plus noise
vs Frequency
27, 28
vs Peak-to-peak output voltage
29, 30
φm
23
Large-signal follower pulse response
31, 32
Small-signal follower pulse response
33
Large-signal inverting pulse response
34, 35
Small-signal inverting pulse response
36
Shutdown forward isolation
vs Frequency
37, 38
Shutdown reverse isolation
vs Frequency
39, 40
Shutdown supply current
vs Supply voltage
41
vs Free-air temperature
42
Shutdown pulse
43, 44
POST OFFICE BOX 655303
• DALLAS, TEXAS 75265
11
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
TYPICAL CHARACTERISTICS
250
0
225
–25
VDD = 5 V TA = 25° C
175 150 125 100 75 50 25 0
–50 –75 –100 –125 –150 –175 –200 –225 –250
–25 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0
–275 0
VICR – Common-Mode Input Voltage – V
1
2
3
4
8
9 10 11 12
IIO
–20 –40 –60 –80 –100 IIB –120 VDD = 12 V –140
–100
–120 –55 –40 –25 –10 5 20 35 50 65 80 95 110 125
4.5 TA = 70°C TA = 25°C
4.0 TA = –40°C
3.5
TA = 125°C 3.0 2.5
11.0
TA = –40°C TA = 25°C
10.0 9.5 VDD = 12 V 9.0
0.8 0.7 0.6
TA = 125°C TA = 70°C TA = 25°C
0.5 0.4 0.3
TA = –40°C
0.2 0.1
5
10 15 20 25 30 35 40 45 50 IOH - High-Level Output Current - mA
0
5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 IOL - Low-Level Output Current - mA
Figure 5
Figure 6
LOW-LEVEL OUTPUT VOLTAGE vs LOW-LEVEL OUTPUT CURRENT
OUTPUT IMPEDANCE vs FREQUENCY 1000
0.9 0.8 TA = 125°C
0.7
TA = 70°C
0.6 TA = 25°C
0.5 0.4 0.3
TA = –40°C
0.2 0.1
100
VDD = 5 V and 12 V TA = 25°C
10 AV = 100 1 AV = 1 0.10
AV = 10
VDD = 12 V
0.0 10 15 20 25 30 35 40 45 50 IOH - High-Level Output Current - mA
VDD = 5 V
0.9
0 0
VOL – Low-Level Output Voltage – V
TA = 125°C TA = 70°C
LOW-LEVEL OUTPUT VOLTAGE vs LOW-LEVEL OUTPUT CURRENT 1.0
1.0
Figure 7
IIB VDD = 5V
TA – Free–Air Temperature – °C
2.0
12.0
5
–80
Figure 3
VDD = 5 V
HIGH-LEVEL OUTPUT VOLTAGE vs HIGH-LEVEL OUTPUT CURRENT
0
–60
5.0
–160 –55 –40 –25 –10 5 20 35 50 65 80 95 110 125
10.5
–40
VOL – Low-Level Output Voltage – V
0
11.5
IIO
–20
HIGH-LEVEL OUTPUT VOLTAGE vs HIGH-LEVEL OUTPUT CURRENT V OH – High-Level Output Voltage – V
I IB / I IO – Input Bias and Input Offset Current – pA
INPUT BIAS CURRENT AND INPUT OFFSET CURRENT vs FREE-AIR TEMPERATURE
Figure 4
V OH – High-Level Output Voltage – V
7
0
Figure 2
TA – Free-Air Temperature – °C
12
6
20
VICR – Common-Mode Input Voltage – V
Figure 1
20
5
Z o – Output Impedance – Ω
200
VDD = 12 V TA = 25° C
INPUT BIAS CURRENT AND INPUT OFFSET CURRENT vs FREE-AIR TEMPERATURE
I IB / I IO – Input Bias and Input Offset Current – pA
INPUT OFFSET VOLTAGE vs COMMON-MODE INPUT VOLTAGE
V IO – Input Offset Voltage – µ V
V IO – Input Offset Voltage – µ V
INPUT OFFSET VOLTAGE vs COMMON-MODE INPUT VOLTAGE
0
5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 IOL - Low-Level Output Current - mA
Figure 8
POST OFFICE BOX 655303
• DALLAS, TEXAS 75265
0.01 100
1k
10k 100k f - Frequency - Hz
Figure 9
1M
10M
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
TYPICAL CHARACTERISTICS SUPPLY CURRENT vs SUPPLY VOLTAGE
TA = –40°C
2.0 TA = 125°C 1.5
TA = 70°C
1.0 AV = 1 SHDN = VDD Per Channel
0.5 0.0 4
5
6
140 120 VDD = 12 V 100 80 60 40
VDD = 5 V
20 0 0
7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 VDD – Supply Voltage - V
10
100
V O(PP) – Peak-to-Peak Output Voltage – V
25 20 15 VDD = 5 V
5 0 10
100
1k
1M
10M
100 80 60 40 20 0 100
10k
VDD = 12 V
8 6 VDD = 5 V
4
THD+N < = 5% RL = 600 Ω TA = 25°C
2 0
100k
10k
100k 1M f - Frequency - Hz
f – Frequency – Hz
Figure 13
10k 100k f - Frequency - Hz
1M
10M
PEAK-TO-PEAK OUTPUT VOLTAGE vs FREQUENCY
12 10
1k
Figure 12
PEAK-TO-PEAK OUTPUT VOLTAGE vs FREQUENCY
10M
Figure 14
12 10
VDD = 12 V
8 6 VDD = 5 V 4 2 0 10k
THD+N < = 5% RL = 10 kΩ TA = 25°C 100k 1M f - Frequency - Hz
10M
Figure 15
CROSSTALK vs FREQUENCY 0 –20 –40 Crosstalk – dB
Hz V n – Equivalent Input Noise Voltage – nV/
VDD = 12 V
30
10
100k
VDD = 5 V and 12 V TA = 25°C
120
Figure 11
EQUIVALENT INPUT NOISE VOLTAGE vs FREQUENCY 35
10k
140
f – Frequency – Hz
Figure 10
40
1k
V O(PP) – Peak-to-Peak Output Voltage – V
I DD – Supply Current – mA
TA = 25°C
CMRR – Common-Mode Rejection Ratio – dB
PSRR – Power Supply Rejection Ratio – dB
3.0 2.5
COMMON-MODE REJECTION RATIO vs FREQUENCY
POWER SUPPLY REJECTION RATIO vs FREQUENCY
VDD = 5 V and 12 V AV = 1 RL = 10 kΩ VI(PP) = 2 V For All Channels
–60 –80 –100 –120 –140 –160 10
100
1k
10k
100k
f – Frequency – Hz
Figure 16
POST OFFICE BOX 655303
• DALLAS, TEXAS 75265
13
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
TYPICAL CHARACTERISTICS
A VD – Different Voltage Gain – dB
70 60
–45
Gain Phase
–90
30 –135
20
Phase – °
50 40
10 0 –10 –20 1k
VDD = ±2.5 V RL = 10 kΩ CL = 0 pF TA = 25°C 100k
10k
–180
1M
70 Gain
60
Phase
40
20
–135
10 0 –10
VDD = ±6 V RL = 10 kΩ CL = 0 pF TA = 25°C
PHASE MARGIN vs LOAD CAPACITANCE
25° Rnull = 50 Ω Rnull = 20 Ω
VDD = 5 V RL = 10 kΩ TA = 25°C
30°
Rnull = 100 Ω
25° Rnull = 20 Ω
15° VDD = 12 V RL = 10 kΩ TA = 25°C
10° 5°
0° 10
Rnull = 50 Ω
1.5 1
VDD = 5 V RL = 10 kΩ TA = 25°C
Rnull = 20 Ω
0 10
100
100 CL – Load Capacitance – pF
Figure 19
Figure 20
Figure 21
GAIN BANDWIDTH PRODUCT vs SUPPLY VOLTAGE
Rnull = 0 Ω
3 Rnull = 50 Ω Rnull = 20 Ω
1.5 VDD = 12 V RL = 10 kΩ TA = 25°C
0 10
100 CL – Load Capacitance – pF
Figure 22
22 CL = 11 pF
9.9 9.8 9.7
RL = 10 kΩ
9.6 9.5 9.4
RL = 600 Ω
9.3
20
RL = 600 Ω and 10 kΩ CL = 50 pF AV = 1
19
Slew Rate –
21
TA = 25°C SR – Slew Rate – V/ µ s
GBWP - Gain Bandwidth Product - MHz
3.5
2
SLEW RATE vs SUPPLY VOLTAGE
10.0
Rnull = 100 Ω
4 φ m – Phase Margin – dB
2
CL – Load Capacitance – pF
5
0.5
2.5
CL – Load Capacitance – pF
4.5
1
Rnull = 100 Ω
3
0.5
0° 10
100
GAIN MARGIN vs LOAD CAPACITANCE
2.5
Rnull = 50 Ω
20°
Rnull = 0 Ω
3.5 G – Gain Margin – dB
φ m – Phase Margin
φ m – Phase Margin
4 Rnull = 0 Ω
40° 35°
5°
14
GAIN MARGIN vs LOAD CAPACITANCE
45°
30°
10°
–225 100M
10M
Figure 18
Rnull = 0 Ω Rnull = 100 Ω
15°
1M
f – Frequency – Hz
PHASE MARGIN vs LOAD CAPACITANCE
20°
–180
100k
10k
Figure 17
35°
–90
30
f – Frequency – Hz
40°
–45
50
–20 1k
–225 100M
10M
0
80
0
80 A VD – Different Voltage Gain – dB
DIFFERENTIAL VOLTAGE GAIN AND PHASE vs FREQUENCY
Phase – °
DIFFERENTIAL VOLTAGE GAIN AND PHASE vs FREQUENCY
18 17 16
9.2
14
9.1
13
9.0
Slew Rate +
15
12 4
5
6
7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 VDD - Supply Voltage - V
Figure 23
POST OFFICE BOX 655303
• DALLAS, TEXAS 75265
4
5
6
7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 VDD - Supply Voltage - V
Figure 24
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
TYPICAL CHARACTERISTICS SLEW RATE vs FREE-AIR TEMPERATURE
Slew Rate – 20 SR – Slew Rate – V/ µ s
15 Slew Rate + 10
15 Slew Rate + 10 VDD = 12 V RL = 600 Ω and 10 kΩ CL = 50 pF AV = 1
5
5
0 –55 –35 –15 5 25 45 65 85 105 125 TA - Free-Air Temperature - °C
0 –55 –35 –15 5 25 45 65 85 105 125 TA - Free-Air Temperature - °C
Figure 25
0.1 Total Harmonic Distortion + Noise – %
VDD = 12 V RL = 10 kΩ VO(PP) = 12 V AV = 100
0.01 AV = 10
AV = 1
0.001 100
10k
1k
0.001 100
1k
100k
10k
100k
f – Frequency – Hz
Figure 27 TOTAL HARMONIC DISTORTION PLUS NOISE vs PEAK-TO-PEAK OUTPUT VOLTAGE
10
10 VDD = 5 V AV = 1 f = 1 kHz
1
RL = 250 Ω
0.1 RL = 600 Ω 0.01
RL = 10 kΩ
0.001
0.0001 0.25
0.75
1.25 1.75 2.25
2.75
3.25 3.75
VDD = 12 V AV = 1 f = 1 kHz
1
RL = 250 Ω 0.1 RL = 600 Ω 0.01
0.001
RL = 10 kΩ
0.0001 0.5
2.5
4.5
6.5
8.5
10.5
VO(PP) – Peak-to-Peak Output Voltage – V
VO(PP) – Peak-to-Peak Output Voltage – V
Figure 28
Figure 29
Figure 30
LARGE SIGNAL FOLLOWER PULSE RESPONSE
LARGE SIGNAL FOLLOWER PULSE RESPONSE
SMALL SIGNAL FOLLOWER PULSE RESPONSE
VI (1 V/Div)
VI (5 V/Div)
VO (500 mV/Div) VDD = 5 V RL = 600 Ω and 10 kΩ CL = 8 pF TA = 25°C 0.2 0.4 0.6 0.8
1
1.2 1.4 1.6 1.8
2
VI(100mV/Div) V O – Output Voltage – V
V O – Output Voltage – V
V O – Output Voltage – V
AV = 1
TOTAL HARMONIC DISTORTION PLUS NOISE vs PEAK-TO-PEAK OUTPUT VOLTAGE
f – Frequency – Hz
0
AV = 10 0.01
Figure 26
TOTAL HARMONIC DISTORTION PLUS NOISE vs FREQUENCY
VDD = 5 V RL = 10 kΩ VO(PP) = 2 V
AV = 100
0.1
Total Harmonic Distortion + Noise – %
Slew Rate –
20 SR – Slew Rate – V/ µ s
1
25 VDD = 5 V RL = 600 Ω and 10 kΩ CL = 50 pF AV = 1
Total Harmonic Distortion + Noise – %
25
Total Harmonic Distortion + Noise – %
TOTAL HARMONIC DISTORTION PLUS NOISE vs FREQUENCY
SLEW RATE vs FREE-AIR TEMPERATURE
VO (2 V/Div)
VDD = 12 V RL = 600 Ω and 10 kΩ CL = 8 pF TA = 25°C 0
0.2 0.4 0.6 0.8
1
1.2 1.4 1.6 1.8
t – Time – µs
t – Time – µs
Figure 31
Figure 32
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2
• DALLAS, TEXAS 75265
VO(50mV/Div) VDD = 5 V and 12 V RL = 600 Ω and 10 kΩ CL = 8 pF TA = 25°C 0
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 0.10 t – Time – µs
Figure 33
15
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
TYPICAL CHARACTERISTICS LARGE SIGNAL INVERTING PULSE RESPONSE
LARGE SIGNAL INVERTING PULSE RESPONSE
VI (5 V/div)
VDD = 5 V RL = 600 Ω and 10 kΩ CL = 8 pF TA = 25°C
VI (100 mV/div)
V O – Output Voltage – V
V O – Output Voltage – V
VI (2 V/div) V O – Output Voltage – V
SMALL SIGNAL INVERTING PULSE RESPONSE
VDD = 12 V RL = 600 Ω and 10 kΩ CL = 8 pF TA = 25°C
VDD = 5 & 12 V RL = 600 Ω and 10 kΩ CL = 8 pF TA = 25°C
VO (50 mV/Div) VO (2 V/Div)
VO (500 mV/Div) 0.2 0.4 0.6 0.8
1
1.2 1.4 1.6 1.8
0
2
0.2 0.4 0.6 0.8
Figure 35
Figure 36
SHUTDOWN FORWARD ISOLATION vs FREQUENCY
100 RL = 600 Ω
80 60 RL = 10 kΩ 40
140 VDD = 12 V CL= 0 pF TA = 25°C VI(PP) = 0.1, 8, and 12 V
120 100 80
RL = 600 Ω
60
RL = 10 kΩ
40 20
10k 100k 1M f - Frequency - Hz
10M
I DD(SHDN) – Shutdown Supply Current - µ A
VDD = 12 V CL= 0 pF TA = 25°C VI(PP) = 0.1, 8, and 12 V
100 RL = 600 Ω
60 RL = 10 kΩ 40 20 1k
10k 100k 1M f - Frequency - Hz
Figure 40
80
RL = 600 Ω
60 RL = 10 kΩ 40
1k
10k 100k 1M f - Frequency - Hz
10M
100
100M
10M
100M
136 Shutdown On RL = open VIN = VDD/2
134 132 130 128 126 124 122 120 118 4
5
6
7
8 9 10 11 12 13 14 15 16 VDD - Supply Voltage - V
Figure 41
POST OFFICE BOX 655303
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1k
10k 100k 1M f - Frequency - Hz
10M
100M
Figure 39
SHUTDOWN SUPPLY CURRENT vs SUPPLY VOLTAGE
140
80
100
Figure 38
SHUTDOWN REVERSE ISOLATION vs FREQUENCY
120
VDD = 5 V CL= 0 pF TA = 25°C VI(PP) = 0.1, 2.5, and 5 V
120
20
100
100M
Figure 37
Sutdown Reverse Isolation - dB
Sutdown Reverse Isolation - dB
Sutdown Forward Isolation - dB
Sutdown Forward Isolation - dB
120
1
SHUTDOWN REVERSE ISOLATION vs FREQUENCY
140 VDD = 5 V CL= 0 pF TA = 25°C VI(PP) = 0.1, 2.5, and 5 V
1k
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9
Figure 34
20
16
0
2
t – Time – µs
140
100
1.2 1.4 1.6 1.8
t – Time – µs
SHUTDOWN FORWARD ISOLATION vs FREQUENCY
100
1
t – Time – µs
SHUTDOWN SUPPLY CURRENT
vs FREE-AIR TEMPERATURE I DD(SHDN) – Shutdown Supply Current - µ A
0
180 AV = 1 VIN = VDD/2 160 140 VDD = 12 V 120 VDD = 5 V 100 80 60 –55
–25 5 35 65 95 TA - Free-Air Temperature - °C
Figure 42
125
TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
TYPICAL CHARACTERISTICS
SHUTDOWN PULSE
SHUTDOWN PULSE
5.5
4
Shutdown Pulse
I DD – Supply Current – mA
5.0 4.5 4.0
2
VDD = 5 V CL= 8 pF TA = 25°C
3.5 3.0 2.5
0
IDD RL = 10 kΩ
2.0 1.5
–2
IDD RL = 600 Ω
1.0
6
5.5
SD Off
Shutdown Pulse - V
I DD – Supply Current – mA
6.0
6
–4
SD Off
5.0
4
Shutdown Pulse
4.5 4.0
2
VDD = 12 V CL= 8 pF TA = 25°C
3.5 3.0 2.5
0
IDD RL = 10 kΩ
2.0 1.5
–2
IDD RL = 600 Ω
1.0
Shutdown Pulse - V
6.0
–4
0.5
0.5 0.0
0.0
–6 0
10
20
30 40 50 t - Time - µs
60
70
–6 0
80
10
20
30 40 50 t - Time - µs
60
70
80
Figure 44
Figure 43
PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION Rnull
_ +
RL
CL
Figure 45
APPLICATION INFORMATION input offset voltage null circuit The TLC070 and TLC071 has an input offset nulling function. Refer to Figure 46 for the diagram. –
IN –
OUT +
IN +
N2 N1 100 kΩ
R1 VDD – NOTE A: R1 = 5.6 kΩ for offset voltage adjustment of ±10 mV. R1 = 20 kΩ for offset voltage adjustment of ±3 mV.
Figure 46. Input Offset Voltage Null Circuit
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APPLICATION INFORMATION driving a capacitive load When the amplifier is configured in this manner, capacitive loading directly on the output will decrease the device’s phase margin leading to high frequency ringing or oscillations. Therefore, for capacitive loads of greater than 10 pF, it is recommended that a resistor be placed in series (RNULL) with the output of the amplifier, as shown in Figure 47. A minimum value of 20 Ω should work well for most applications. RF
RG
RNULL
_
Input
Output
+
CLOAD
Figure 47. Driving a Capacitive Load
offset voltage The output offset voltage, (VOO) is the sum of the input offset voltage (VIO) and both input bias currents (IIB) times the corresponding gains. The following schematic and formula can be used to calculate the output offset voltage: RF IIB–
RG
+
–
VI
VO
+
RS
ǒ ǒ ǓǓ ǒ ǒ ǓǓ IIB+
V
OO
+ VIO 1 )
R
R
F
G
" IIB) RS
1
)
R
R
F
G
" IIB– RF
Figure 48. Output Offset Voltage Model
18
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TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
APPLICATION INFORMATION high speed CMOS input amplifiers The TLC07x is a family of high-speed low-noise CMOS input operational amplifiers that has an input capacitance of the order of 20 pF. Any resistor used in the feedback path adds a pole in the transfer function equivalent to the input capacitance multiplied by the combination of source resistance and feedback resistance. For example, a gain of –10, a source resistance of 1 kΩ, and a feedback resistance of 10 kΩ add an additional pole at approximately 8 MHz. This is more apparent with CMOS amplifiers than bipolar amplifiers due to their greater input capacitance. This is of little consequence on slower CMOS amplifiers, as this pole normally occurs at frequencies above their unity-gain bandwidth. However, the TLC07x with its 10-MHz bandwidth means that this pole normally occurs at frequencies where there is on the order of 5 dB gain left and the phase shift adds considerably. The effect of this pole is the strongest with large feedback resistances at small closed loop gains. As the feedback resistance is increased, the gain peaking increases at a lower frequency and the 180_ phase shift crossover point also moves down in frequency, decreasing the phase margin. For the TLC07x, the maximum feedback resistor recommended is 5 kΩ; larger resistances can be used but a capacitor in parallel with the feedback resistor is recommended to counter the effects of the input capacitance pole. The TLC073 with a 1-V step response has an 80% overshoot with a natural frequency of 3.5 MHz when configured as a unity gain buffer and with a 10-kΩ feedback resistor. By adding a 10-pF capacitor in parallel with the feedback resistor, the overshoot is reduced to 40% and eliminates the natural frequency, resulting in a much faster settling time (see Figure 49). The 10-pF capacitor was chosen for convenience only.
2 VIN
V O – Output Voltage – V
1 0
With CF = 10 pF 1.5
–1
V I – Input Voltage – V
Load capacitance had little effect on these measurements due to the excellent output drive capability of the TLC07x. 10 pF
10 kΩ _
1 0.5 VOUT 0
+
IN
VDD = ±5 V AV = +1 RF = 10 kΩ RL = 600 Ω CL = 22 pF
50 Ω
600 Ω
22 pF
–0.5 0 0.2 0.4 0.6 0.8 t - Time - µs
1
1.2 1.4 1.6
Figure 49. 1-V Step Response
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TLC070, TLC071, TLC072, TLC073, TLC074, TLC075, TLC07xA FAMILY OF WIDE-BANDWIDTH HIGH-OUTPUT-DRIVE SINGLE SUPPLY OPERATIONAL AMPLIFIERS SLOS219C – JUNE 1999 – REVISED NOVEMBER 2000
APPLICATION INFORMATION general configurations When receiving low-level signals, limiting the bandwidth of the incoming signals into the system is often required. The simplest way to accomplish this is to place an RC filter at the noninverting terminal of the amplifier (see Figure 50). RG
RF
– VO
+
VI
R1
V
O V I
C1
+
ǒ Ǔǒ 1
) RRF
G
1
f
–3dB
Ǔ
1 + 2pR1C1
) sR1C1 1
Figure 50. Single-Pole Low-Pass Filter If even more attenuation is needed, a multiple pole filter is required. The Sallen-Key filter can be used for this task. For best results, the amplifier should have a bandwidth that is 8 to 10 times the filter frequency bandwidth. Failure to do this can result in phase shift of the amplifier. C1
+ _
VI R1
R1 = R2 = R C1 = C2 = C Q = Peaking Factor (Butterworth Q = 0.707)
R2
f
C2
RG
RF
RG =
Figure 51. 2-Pole Low-Pass Sallen-Key Filter
20
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–3dB
+ 2p1RC
(
RF 1 2– Q
)
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APPLICATION INFORMATION shutdown function Three members of the TLC07x family (TLC070/3/5) have a shutdown terminal (SHDN) for conserving battery life in portable applications. When the shutdown terminal is tied low, the supply current is reduced to 125 µA/channel, the amplifier is disabled, and the outputs are placed in a high-impedance mode. To enable the amplifier, the shutdown terminal can either be left floating or pulled high. When the shutdown terminal is left floating, care should be taken to ensure that parasitic leakage current at the shutdown terminal does not inadvertently place the operational amplifier into shutdown. The shutdown terminal threshold is always referenced to the voltage on the GND terminal of the device. Therefore, when operating the device with split supply voltages (e.g. ± 2.5 V), the shutdown terminal needs to be pulled to VDD– (not system ground) to disable the operational amplifier. The amplifier’s output with a shutdown pulse is shown in Figures 43 and 44. The amplifier is powered with a single 5-V supply and is configured as noninverting with a gain of 5. The amplifier turnon and turnoff times are measured from the 50% point of the shutdown pulse to the 50% point of the output waveform. The times for the single, dual, and quad are listed in the data tables. Figures 37, 38, 39, and 40 show the amplifier’s forward and reverse isolation in shutdown. The operational amplifier is configured as a voltage follower (AV = 1). The isolation performance is plotted across frequency using 0.1 VPP, 2.5 VPP, and 5 VPP input signals at ±2.5 V supplies and 0.1 VPP, 8 VPP, and 12 VPP input signals at ±6 V supplies.
circuit layout considerations To achieve the levels of high performance of the TLC07x, follow proper printed-circuit board design techniques. A general set of guidelines is given in the following.
D D
D D
D
Ground planes – It is highly recommended that a ground plane be used on the board to provide all components with a low inductive ground connection. However, in the areas of the amplifier inputs and output, the ground plane can be removed to minimize the stray capacitance. Proper power supply decoupling – Use a 6.8-µF tantalum capacitor in parallel with a 0.1-µF ceramic capacitor on each supply terminal. It may be possible to share the tantalum among several amplifiers depending on the application, but a 0.1-µF ceramic capacitor should always be used on the supply terminal of every amplifier. In addition, the 0.1-µF capacitor should be placed as close as possible to the supply terminal. As this distance increases, the inductance in the connecting trace makes the capacitor less effective. The designer should strive for distances of less than 0.1 inches between the device power terminals and the ceramic capacitors. Sockets – Sockets can be used but are not recommended. The additional lead inductance in the socket pins will often lead to stability problems. Surface-mount packages soldered directly to the printed-circuit board is the best implementation. Short trace runs/compact part placements – Optimum high performance is achieved when stray series inductance has been minimized. To realize this, the circuit layout should be made as compact as possible, thereby minimizing the length of all trace runs. Particular attention should be paid to the inverting input of the amplifier. Its length should be kept as short as possible. This will help to minimize stray capacitance at the input of the amplifier. Surface-mount passive components – Using surface-mount passive components is recommended for high performance amplifier circuits for several reasons. First, because of the extremely low lead inductance of surface-mount components, the problem with stray series inductance is greatly reduced. Second, the small size of surface-mount components naturally leads to a more compact layout thereby minimizing both stray inductance and capacitance. If leaded components are used, it is recommended that the lead lengths be kept as short as possible.
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APPLICATION INFORMATION general PowerPAD design considerations The TLC07x is available in a thermally-enhanced PowerPAD family of packages. These packages are constructed using a downset leadframe upon which the die is mounted [see Figure 52(a) and Figure 52(b)]. This arrangement results in the lead frame being exposed as a thermal pad on the underside of the package [see Figure 52(c)]. Because this thermal pad has direct thermal contact with the die, excellent thermal performance can be achieved by providing a good thermal path away from the thermal pad. The PowerPAD package allows for both assembly and thermal management in one manufacturing operation. During the surface-mount solder operation (when the leads are being soldered), the thermal pad can also be soldered to a copper area underneath the package. Through the use of thermal paths within this copper area, heat can be conducted away from the package into either a ground plane or other heat dissipating device. The PowerPAD package represents a breakthrough in combining the small area and ease of assembly of surface mount with the, heretofore, awkward mechanical methods of heatsinking.
DIE
Side View (a)
Thermal Pad
DIE
End View (b)
Bottom View (c)
NOTE A: The thermal pad is electrically isolated from all terminals in the package.
Figure 52. Views of Thermally Enhanced DGN Package Although there are many ways to properly heatsink the PowerPAD package, the following steps illustrate the recommended approach. Thermal Pad Area Quad Single or Dual
68 mils x 70 mils with 5 vias (Via diameter = 13 mils)
78 mils x 94 mils with 9 vias (Via diameter = 13 mils)
Figure 53. PowerPAD PCB Etch and Via Pattern
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APPLICATION INFORMATION general PowerPAD design considerations (continued) 1. Prepare the PCB with a top side etch pattern as shown in Figure 53. There should be etch for the leads as well as etch for the thermal pad. 2. Place five holes (dual) or nine holes (quad) in the area of the thermal pad. These holes should be 13 mils in diameter. Keep them small so that solder wicking through the holes is not a problem during reflow. 3. Additional vias may be placed anywhere along the thermal plane outside of the thermal pad area. This helps dissipate the heat generated by the TLC07x IC. These additional vias may be larger than the 13-mil diameter vias directly under the thermal pad. They can be larger because they are not in the thermal pad area to be soldered so that wicking is not a problem. 4. Connect all holes to the internal ground plane. 5. When connecting these holes to the ground plane, do not use the typical web or spoke via connection methodology. Web connections have a high thermal resistance connection that is useful for slowing the heat transfer during soldering operations. This makes the soldering of vias that have plane connections easier. In this application, however, low thermal resistance is desired for the most efficient heat transfer. Therefore, the holes under the TLC07x PowerPAD package should make their connection to the internal ground plane with a complete connection around the entire circumference of the plated-through hole. 6. The top-side solder mask should leave the terminals of the package and the thermal pad area with its five holes (dual) or nine holes (quad) exposed. The bottom-side solder mask should cover the five or nine holes of the thermal pad area. This prevents solder from being pulled away from the thermal pad area during the reflow process. 7. Apply solder paste to the exposed thermal pad area and all of the IC terminals. 8. With these preparatory steps in place, the TLC07x IC is simply placed in position and run through the solder reflow operation as any standard surface-mount component. This results in a part that is properly installed. For a given θJA, the maximum power dissipation is shown in Figure 54 and is calculated by the following formula: P Where:
+ D
ǒ Ǔ T
–T MAX A
q JA
PD = Maximum power dissipation of TLC07x IC (watts) TMAX = Absolute maximum junction temperature (150°C) TA = Free-ambient air temperature (°C) θJA = θJC + θCA θJC = Thermal coefficient from junction to case θCA = Thermal coefficient from case to ambient air (°C/W)
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APPLICATION INFORMATION general PowerPAD design considerations (continued) MAXIMUM POWER DISSIPATION vs FREE-AIR TEMPERATURE
Maximum Power Dissipation – W
7
6 5 4
3 2
PWP Package Low-K Test PCB θJA = 29.7°C/W
DGN Package Low-K Test PCB θJA = 52.3°C/W
TJ = 150°C
SOT-23 Package Low-K Test PCB θJA = 324°C/W
PDIP Package Low-K Test PCB θJA = 104°C/W
SOIC Package Low-K Test PCB θJA = 176°C/W
1 0 –55 –40 –25 –10 5 20 35 50 65 80 95 110 125 TA – Free-Air Temperature – °C NOTE A: Results are with no air flow and using JEDEC Standard Low-K test PCB.
Figure 54. Maximum Power Dissipation vs Free-Air Temperature The next consideration is the package constraints. The two sources of heat within an amplifier are quiescent power and output power. The designer should never forget about the quiescent heat generated within the device, especially multi-amplifier devices. Because these devices have linear output stages (Class A-B), most of the heat dissipation is at low output voltages with high output currents. The other key factor when dealing with power dissipation is how the devices are mounted on the PCB. The PowerPAD devices are extremely useful for heat dissipation. But, the device should always be soldered to a copper plane to fully use the heat dissipation properties of the PowerPAD. The SOIC package, on the other hand, is highly dependent on how it is mounted on the PCB. As more trace and copper area is placed around the device, θJA decreases and the heat dissipation capability increases. The currents and voltages shown in these graphs are for the total package. For the dual or quad amplifier packages, the sum of the RMS output currents and voltages should be used to choose the proper package.
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APPLICATION INFORMATION macromodel information Macromodel information provided was derived using Microsim Parts , the model generation software used with Microsim PSpice . The Boyle macromodel (see Note 1) and subcircuit in Figure 55 are generated using the TLC07x typical electrical and operating characteristics at TA = 25°C. Using this information, output simulations of the following key parameters can be generated to a tolerance of 20% (in most cases):
D D D D D D
Maximum positive output voltage swing Maximum negative output voltage swing Slew rate Quiescent power dissipation Input bias current Open-loop voltage amplification
D D D D D D
Unity-gain frequency Common-mode rejection ratio Phase margin DC output resistance AC output resistance Short-circuit output current limit
NOTE 2: G. R. Boyle, B. M. Cohn, D. O. Pederson, and J. E. Solomon, “Macromodeling of Integrated Circuit Operational Amplifiers,” IEEE Journal of Solid-State Circuits, SC-9, 353 (1974).
PSpice and Parts are trademarks of MicroSim Corporation.
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APPLICATION INFORMATION 99 3
VDD +
9 RSS
+
10 J1
DP
VC J2
IN + 11 RD1 VAD
DC
12 C1
R2 – 53
HLIM
– C2
6
–
+
+ GA
GCM
–
RD2
–
RO1
DE
5
+ VE
*DEVICE=TLC07X_5V, OPAMP, PJF, INT * TLC07X – 5V operational amplifier ”macromodel” subcircuit * created using Parts release 8.0 on 12/16/99 at 08:38 * Parts is a MicroSim product. * * connections: non-inverting input * inverting input * positive power supply * negative power supply * output * .subckt TLC07X_5V 1 2 3 4 5 * c1 11 12 4.8697E–12 c2 6 7 8.0000E–12 css 10 99 4.0063E–12 dc 5 53 dy de 54 5 dy dlp 90 91 dx dln 92 90 dx dp 4 3 dx egnd 99 0 poly(2) (3,0) (4,0) 0 .5 .5 fb 7 99 poly(5) vb vc ve vlp vln 0 6.9132E6 –1E3 1E3 6E6 –6E6
OUT ga gcm iss ioff hlim j1 j2 r2 rd1 rd2 ro1 ro2 rp rss vb vc ve vlim vlp vln .model .model .model .model .ends
6 0 3 0 90 11 12 6 4 4 8 7 3 10 9 3 54 7 91 0 dx dy jx1 jx2
0 11 12 457.42E–6 6 10 99 1.1293E–6 10 dc 183.67E–6 6 dc .806E–6 0 vlim 1K 2 10 jx1 1 10 jx2 9 100.00E3 11 2.1862E3 12 2.1862E3 5 10 99 10 4 2.4728E3 99 1.0889E6 0 dc 0 53 dc 1.5410 4 dc .84403 8 dc 0 0 dc 119 92 dc 119 D(Is=800.00E–18) D(Is=800.00E–18 Rs=1m Cjo=10p) PJF(Is=117.50E–15 Beta=1.1391E–3 Vto=–1) PJF(Is=117.50E–15 Beta=1.1391E–3 Vto=–1)
Figure 55. Boyle Macromodel and Subcircuit
26
–
VLIM 8
54 4
–
7
60
+ –
+ DLP
91 + VLP
90
RO2
VB
IN –
VDD –
92
FB
–
+
ISS
RP 2
1
DLN
EGND +
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VLN
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MECHANICAL DATA D (R-PDSO-G**)
PLASTIC SMALL-OUTLINE PACKAGE
14 PIN SHOWN
0.050 (1,27) 0.020 (0,51) 0.014 (0,35) 14
0.010 (0,25) M
8 0.008 (0,20) NOM 0.244 (6,20) 0.228 (5,80) 0.157 (4,00) 0.150 (3,81)
Gage Plane
0.010 (0,25) 1
7
0°– 8°
A
0.044 (1,12) 0.016 (0,40)
Seating Plane 0.069 (1,75) MAX
0.010 (0,25) 0.004 (0,10)
PINS **
0.004 (0,10)
8
14
16
A MAX
0.197 (5,00)
0.344 (8,75)
0.394 (10,00)
A MIN
0.189 (4,80)
0.337 (8,55)
0.386 (9,80)
DIM
4040047 / D 10/96 NOTES: A. B. C. D.
All linear dimensions are in inches (millimeters). This drawing is subject to change without notice. Body dimensions do not include mold flash or protrusion, not to exceed 0.006 (0,15). Falls within JEDEC MS-012
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MECHANICAL INFORMATION DGN (S-PDSO-G8)
PowerPAD PLASTIC SMALL-OUTLINE PACKAGE
0,38 0,25
0,65 8
0,25 M
5
Thermal Pad (See Note D)
0,15 NOM 3,05 2,95
4,98 4,78
Gage Plane 0,25 1
0°– 6°
4 3,05 2,95
0,69 0,41
Seating Plane 1,07 MAX
0,15 0,05
0,10
4073271/A 04/98 NOTES: A. B. C. D.
All linear dimensions are in millimeters. This drawing is subject to change without notice. Body dimensions include mold flash or protrusions. The package thermal performance may be enhanced by attaching an external heat sink to the thermal pad. This pad is electrically and thermally connected to the backside of the die and possibly selected leads. The dimension of the thermal pad is 68 mils (height as illustrated) × 70 mils (width as illustrated) (maximum). The pad is centered on the bottom of the package. E. Falls within JEDEC MO-187
PowerPAD is a trademark of Texas Instruments.
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MECHANICAL INFORMATION DGQ (S-PDSO-G10)
PowerPAD PLASTIC SMALL-OUTLINE PACKAGE
0,27 0,17
0,50 10
0,25 M
6
Thermal Pad (See Note D)
0,15 NOM 3,05 2,95
4,98 4,78
Gage Plane 0,25 1
0°– 6°
5 3,05 2,95
0,69 0,41
Seating Plane 1,07 MAX
0,15 0,05
0,10
4073273/A 04/98 NOTES: A. B. C. D.
All linear dimensions are in millimeters. This drawing is subject to change without notice. Body dimensions do not include mold flash or protrusion. The package thermal performance may be enhanced by bonding the thermal pad to an external thermal plane. This pad is electrically and thermally connected to the backside of the die and possibly selected leads. The dimension of the thermal pad is 68 mils (height as illustrated) × 70 mils (width as illustrated) (maximum). The pad is centered on the bottom of the package.
PowerPAD is a trademark of Texas Instruments.
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MECHANICAL INFORMATION N (R-PDIP-T**)
PLASTIC DUAL-IN-LINE PACKAGE
16 PIN SHOWN PINS **
14
16
18
20
A MAX
0.775 (19,69)
0.775 (19,69)
0.920 (23.37)
0.975 (24,77)
A MIN
0.745 (18,92)
0.745 (18,92)
0.850 (21.59)
0.940 (23,88)
DIM A 16
9
0.260 (6,60) 0.240 (6,10)
1
8 0.070 (1,78) MAX
0.035 (0,89) MAX
0.310 (7,87) 0.290 (7,37)
0.020 (0,51) MIN
0.200 (5,08) MAX Seating Plane 0.125 (3,18) MIN
0.100 (2,54) 0.021 (0,53) 0.015 (0,38)
0.010 (0,25) M
0°– 15° 0.010 (0,25) NOM
14/18 PIN ONLY 4040049/C 08/95 NOTES: A. All linear dimensions are in inches (millimeters). B. This drawing is subject to change without notice. C. Falls within JEDEC MS-001 (20 pin package is shorter then MS-001.)
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MECHANICAL INFORMATION P (R-PDIP-T8)
PLASTIC DUAL-IN-LINE PACKAGE 0.400 (10,60) 0.355 (9,02)
8
5
0.260 (6,60) 0.240 (6,10)
1
4 0.070 (1,78) MAX 0.310 (7,87) 0.290 (7,37)
0.020 (0,51) MIN
0.200 (5,08) MAX Seating Plane 0.125 (3,18) MIN
0.100 (2,54) 0.021 (0,53) 0.015 (0,38)
0°– 15°
0.010 (0,25) M 0.010 (0,25) NOM 4040082 / B 03/95
NOTES: A. All linear dimensions are in inches (millimeters). B. This drawing is subject to change without notice. C. Falls within JEDEC MS-001
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MECHANICAL INFORMATION PWP (R-PDSO-G**)
PowerPAD PLASTIC SMALL-OUTLINE
20 PINS SHOWN
0,30 0,19
0,65 20
0,10 M
11 Thermal Pad (See Note D) 4,50 4,30
0,15 NOM
6,60 6,20
Gage Plane 1
10
0,25
A
0°– 8°
0,75 0,50
Seating Plane 0,15 0,05
1,20 MAX
PINS **
0,10
14
16
20
24
28
A MAX
5,10
5,10
6,60
7,90
9,80
A MIN
4,90
4,90
6,40
7,70
9,60
DIM
4073225/F 10/98 NOTES: A. B. C. D.
All linear dimensions are in millimeters. This drawing is subject to change without notice. Body dimensions do not include mold flash or protrusions. The package thermal performance may be enhanced by bonding the thermal pad to an external thermal plane. This pad is electrically and thermally connected to the backside of the die and possibly selected leads. The dimension of the thermal pad is 78 mils (height as illustrated) × 94 mils (width as illustrated) (maximum). The pad is centered on the bottom of the package. E. Falls within JEDEC MO-153
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