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PROJECTE FI DE CARRERA
TÍTOL:
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
AUTOR: Vázquez Labrador, Fernando L. TITULACIÓ: ENGINYERIA TÈCNICA DE TELECOMUNICACIONS DIRECTOR: José Matas Alcalá DEPARTAMENT: E.E.L. DATA: 27 de Junio del 2008
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TÍTOL:
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
COGNOMS: Vázquez Labrador
NOM: Fernando L.
TITULACIÓ: Eng. Téc. Telecomunicacions ESPECIALITAT: Sistemes Electrònics
PLA: 95
DIRECTOR: José Matas DEPARTAMENT: E.E.L.
QUALIFICACIÓ DEL PFC
TRIBUNAL
PRESIDENT PABLO RAFAEL ORTEGA
SECRETARI ANTONI BARLABE
VOCAL SERGIO SANCHEZ LOPEZ
DATA DE LECTURA: 9 de Julio del 2008
Aquest Projecte té en compte aspectes mediambientals: x Sí No
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PROJECTE FI DE CARRERA
RESUM (màxim 50 línies)
Estudiar, diseñar e implementar un convertidor de medio puente con control complementario (Half Bridge with Complementary Control). Se quiere diseñar este convertidor para tensiones continuas elevadas de entrada, del orden de 150V, 200V o 400V, y tensiones continuas de salida aplicables a sistemas de Telecomunicación, con valores del orden de 15V, 24V ó 48V. La regulación del convertidor se realiza mediante un control en modo deslizamiento donde se comparan las tensiones de error (la tensión de salida menos un valor de referencia) con el valor medio de la tensión de salida de los diodos rectificadores del convertidor. Este valor medio se obtiene de forma sencilla por medio de un simple filtro paso bajos realizado con un condensador y una resistencia. Para llevar a cabo este proyecto se han tenido que realizar diversos prototipos en placas de circuito impreso y realizar un buen número de pruebas en el laboratorio.
Paraules clau (màxim 10): Convertidor
Control
Mosfets
Half-Bridge
Complementario
Potencia
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A mi familia, y en especial a mis padres, por su apoyo, comprensión y paciencia. Os quiero A
mis
amigos,
Manuel,
Julián, Jordi, Carmelo y Sacra. Gracias a todos.
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
INDICE
1.
INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 5
2.
ANTECEDENTES ........................................................................................... 6-7
3.
OBJETIVOS....................................................................................................... 8
4. 4.1. 4.2. 4.3.
COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGÍAS ................................... 9 Convertidor Flyback ....................................................................................... 9-10
Convertidor Forward ................................................................................. 11-12 Convertidor PushPull...………………………….………………………………12-13
EL CONVERTIDOR HBCC .......................................................................... 14 Tendencia en los convertidores de bajo consumo .......................................... 14 Análisis y estudio del convertidor HBCC ................................................. 15-16 5.2.1. Estructura del convertidor HBCC .......................................................... 17 5.2.2. Análisis matemático ........................................................................ 17 a 19 5.2.3. Ecuaciones de estado ....................................................................... 19 a 21 5.2.4. Aplicación del modelo bilineal .......................................................... 21-22 5.2.5. Régimen estacionario ........................................................................ 22-24
5. 5.1. 5.2.
6. 6.1. 6.2.
CONSTRUCCION DEL CONVERTIDOR ........................................................ 25 Rectificación y Filtro de salida. ..................................................................... 25-26 Circuito de control. Driver. .......................................................................... 26-27
6.2.1. Circuito de Boostrap ........................................................................ 27 a 30 6.2.2. Tiempo muerto o Blank Time ......................................................... 31 a 33 6.3. Elección de los transistores del Puente ...................................................... 34-35 6.3.1. Pérdidas en los semiconductores ....................................................... 36-37 6.4. Circuito de ayuda a la conmutación. ………………………....…………………37-38 6.4.1. Diseño de la Red Snubber……………………………..…………………38 a 41 Diseño y construcción del Transformador................................................. 41-42 6.5. 6.5.1. Diseño del núcleo ............................................................................ 42 a 44 6.5.2. Cálculo de los devanados ................................................................ 44 a 47 6.5.3. Sección del hilo para bobinar .......................................................... 47 a 51 6.6. Diodos rectificadores. ..................................................................................... 51 6.7. Diseño del inductor de salida ......................................................................... 52 6.8. Condesandor del filtro de salida. ............................................................... 52-53 6.9. Sistema de cargas..................................................................................... 53 a 55
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Lazo de control. .............................................................................................. 55 6.10.1. Descripción del sistema ................................................................... 56 a 60 6.10.2. Control en modo deslizamiento ....................................................... 60 a 62 6.10.3. Simulación del convertidor.............................................................. 62 a 64 6.10.4. Realización de la superficie de control ............................................ 65 a 76
6.10.
7.
PLANOS Y DISEÑO DE LA PCB……………………………………….77 a 85
8.
RESULTADOS EXPERIMENTALES ………………………………......86 a 98
9.
AMBIENTALIZACIÓN DEL PFC…...…………………………………........99 9.1. Aspectos Tecnológicos……..…………………………………………99 a 104
10.
CONCLUSIONES…………………….………………………………..105 a 106
11.
BIBLIOGRAFIA…………………….………………………………....107 a 108
ANEXOS DATASHEETS………...…………………….………………………………....110 a 123 FOTOGRAFIAS DEL PROYECTO…………..……………………………....124 a 126
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1.
INTRODUCCIÓN.
Las fuentes de alimentación conmutada son aquellos sistemas de alimentación cuyos componentes activos trabajan en régimen de conmutación, generando señales variables en el tiempo. Estos sistemas absorben energía de la red cuando ésta es requerida por el circuito de utilización y siempre en la cantidad solicitada por dicho circuito. Además, por emplear altas frecuencias de conmutación, el tamaño del transformador de potencia y los componentes asociados al filtrado en la fuente de alimentación conmutada son drásticamente reducidos en comparación con la fuente de alimentación lineal. Esto significa que un diseño de fuente de alimentación conmutada presenta una compactación y ligereza de peso en la fuente, debido a que el elemento que mayor volumen y peso posee es el transformador.
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2.
ANTECEDENTES.
El compromiso de las nuevas tecnologías y de los sistemas de información respecto a lo que nos demanda la sociedad actual y el cuidado y respeto al medio ambiente y a nuestro entorno urbano hacen de ésta, que se lleve a una electrónica de bajo consumo. Sin duda, eso repercutirá también en una disminución de la potencia, pero los nuevos sistemas de Telecomunicación requieren de sus fuentes de alimentación, en cambio, que éstas les entreguen una alta corriente, una regulación firme y una respuesta transitoria rápida. Las consecuencias de esta reducción en la potencia consumida influirán negativamente en el rendimiento y prestación de los convertidores. El principal problema que se nos plantea es la disminución de la eficiencia asociada a la reducción de la tensión de salida. Además, en este tipo de convertidores de alta frecuencia, la eficiencia juega un papel importante en las dimensiones finales y la densidad de potencia, mientras que las pérdidas y la disipación térmica son la mayor limitación que determina el resultado final.
En un equipo alimentado por baterías, la energía almacenada está limitada, y por tanto, la eficiencia es la característica principal del convertidor.
La eficiencia repercute
directamente sobre la temperatura del convertidor: a menor eficiencia, mayor pérdida de potencia, y por tanto, más grande tendrá que ser el sistema de disipadores de calor. En la actualidad los nuevos circuitos integrados precisan de fuentes de alimentación que sean capaces de suministrar bajas tensiones con una regulación muy fina y una respuesta transitoria rápida frente a corrientes con slew-rates elevados. Para dichas cargas, existen dos grandes grupos de topologías, dependiendo de la tensión de entrada del convertidor:
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1) Topologías no aisladas para tensiones de entrada reducidas (alrededor de 5V), tales como bucks síncronos. 2) Topologías con aislamiento galvánico para tensiones de entrada elevadas (alrededor de 48V), tales como el push-pull, el flyback, el puente completo o Full Bridge, el medio puente o Half Bridge, etc.
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3.
OBJETIVOS.
El objetivo de este proyecto es el diseño y construcción de un convertidor de medio puente con control complementario y conmutado a alta frecuencia, es lo que llamaremos como HBCC (Half Bridge Control Complementary). Partiremos de un estudio previo de los diferentes convertidores y su funcionamiento con especial énfasis a aquellos sistemas con aislamiento galvánico, ya que nos proporcionan tensiones de entrada mucho más elevadas. A continuación nos centraremos en el estudio y simulación del convertidor HBCC, explicando sus ventajas y desventajas, y seguidamente a su posterior diseño y realización. Para el diseño del lazo de control, hemos optado por uno de tipo PID analógico formado por operacionales que actuará sobre un modulador de ancho de pulso PWM que controlará el driver que activará la entrada del semi-puente del convertidor. Se ha intentado priorizar ante todo, aumentar la eficiencia del convertidor y a partir de esta premisa evolucionar a un diseño de éste mucho más reducido y compacto.
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4.
COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGÍAS.
El convertidor DC-DC se constituye, en primer término de una fuente de tensión continua, compuesta, por ejemplo, por un variador de tensión junto a un puente rectificador y un condensador de filtrado de la señal de rizado, que proporciona al equipo
la potencia a transferir, un elemento almacenador de energía, que será el
transformador, que junto a un modulador de anchura de pulsos PWM a través de un control (digital o analógico) son los elementos que nos permiten la regulación de la tensión, un filtro para reducir el rizado de salida, la carga a la cual queremos suministrar la energía y finalmente un elemento de control que regulará el funcionamiento de todo el circuito. A continuación haremos un breve repaso a las diferentes tipos de topología existentes, explicando sus ventajas y su configuración típica.
4.1.
Convertidor Flyback.
Dada su sencillez y bajo costo, es la topología preferida en la mayoría de los convertidores de baja potencia (hasta 100 W). En la figura se muestra la topología de esta fuente conmutada.
Fig 4.1. Topología Flyback
Cuando T1 conduce, la corriente crece linealmente en el primario del transformador, diseñado con una alta inductancia para almacenar energía a medida que el flujo magnético aumenta.
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La disposición del devanado asegura que el diodo D está polarizado en sentido inverso durante este período, por lo que no circula corriente en el secundario. Cuando T1 se bloquea, el flujo en el transformador cesa generando una corriente inversa en el secundario que carga el condensador a través del diodo alimentando la carga. Es decir, en el campo magnético del transformador se almacena la energía durante el período ON del transistor y se transfiere a la carga durante el período OFF (FLYBACK).
El
condensador mantiene la tensión en la carga durante el período ON. La regulación de la tensión en la salida se obtiene mediante comparación con una referencia fija, actuando sobre el tiempo ON del transistor, por tanto la energía transferida a la salida mantiene la tensión constante independientemente del valor de la carga o del valor de la tensión de entrada. La variación del período ON se controla por modulación de ancho de pulso (PWM) a frecuencia fija, o en algunos sistemas más sencillos por auto-oscilación variando la frecuencia en función de la carga. Características principales:
Disparo sencillo del transistor de potencia.
Diseño Simple.
Elevado rizado a la salida.
Utilización no optimizada del transformador
Protección ante el c.c. de salida inherente.
VT 1 > E + ( N P / N S ) ⋅ VOUT , para: VT 1 = Tensión en el interruptor
E = Tensión de entrada N P = Nº de espiras del devanado primario
N S = Nº de espiras del devanado secundario
Se utiliza para tensiones elevadas de salida y poca potencia.
Coste reducido.
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4.2.
Convertidor Forward.
Cuando los conmutadores T1 y T2, que están controlados por el mismo driver, están en conducción ON,
la corriente crece en el primario del transformador transfiriendo
energía al devanado secundario. Como quiera que el sentido de los devanados el diodo
D3 está polarizado directamente, la corriente pasa a través de la inductancia L1 a la carga, acumulándose energía magnética en L1. Cuando T1 y T2 se apagan OFF, la corriente en el primario cesa invirtiendo la tensión en el secundario. En este momento
D3 queda polarizado inversamente bloqueando la corriente de secundario, pero D4 conduce permitiendo que la energía almacenada en L se descargue alimentando a la carga.
En el momento en que los interruptores se ponen a OFF
el transformador se
desmagnetiza mediante los diodos D1 y D2, devolviendo la energía a la entrada. Contrariamente al método Flyback, la inductancia cede energía a la carga durante los períodos ON y OFF, esto hace que los diodos soporten mitad de la corriente y los niveles de rizado de salida sean más bajos.
D1
T1 TRAFO
L1
D3
+ D4
E
D2
+
C1
Rc
Vout -
T2
LO
Fig 4.2. Topología Forward
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Características principales: •
Disparo sencillo del transistor de potencia.
•
Simple.
•
Bajo rizado a la salida.
•
Utilización no optimizada del transformador
•
Mala respuesta dinámica.
•
VT > 2 ⋅ E , para: VT = Tensión en el interruptor E = Tensión de entrada
•
Se utiliza para corrientes elevadas de salida y poca potencia.
•
El transformador no necesita devanado desmagnetizador.
4.3.
Convertidor Push-Pull.
Esta topología se desarrolló para aprovechar mejor los núcleos magnéticos. En esencia consisten en dos convertidores Forward controlados por dos entradas en contrafase. Los diodos D1 y D2 en el secundario, actúan como dos diodos de recuperación. Idealmente los períodos de conducción de los transistores deben ser iguales, el transformador se excita simétricamente y al contrario de la topología Forward no es preciso prever entrehierro en el circuito magnético, ya que no existe asimetría en el flujo magnético y por tanto componente continua. Ello se traduce en una reducción del volumen del núcleo del orden del 50% para una misma potencia.
Una precaución que debe tenerse en cuenta en este tipo de circuitos es que las características de conmutación de los transistores deben ser muy similares, y los
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devanados tanto en primario como en secundario han de ser perfectamente simétricos, incluso en su disposición física en el núcleo. También se ha de tener en cuenta, que los transistores conmutadores soportan en estado OFF una tensión doble de la tensión de entrada.
Fig 4.3. Topología Push-Pull
Características principales:
Disparo sencillo de los transistores de potencia.
VT > 2 ⋅ E , para: VT = Tensión en el interruptor E = Tensión de entrada
Simple.
Posible desbalance del flujo → Riesgo de asimetría.
Buena utilización del transformador.
Buen filtrado a la salida.
Se utiliza para potencias elevadas.
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5.
EL CONVERTIDOR HBCC.
5.1.
Tendencia en los convertidores de bajo consumo.
Buscar compromisos de diseño, como reducir su volumen y el número de elementos magnéticos y disipadores es la tendencia en la realización de convertidores de hoy. Para reducir el número de de elementos magnéticos y su tamaño, se tiende a dos objetivos: aumentar la frecuencia de conmutación y aplicar técnicas de integración magnética. Teóricamente la frecuencia de conmutación se puede incrementar sin límites con la idea de conseguir bajos perfiles en los componentes magnéticos. Pero los componentes parásitos de estos elementos y del trazado de las pistas del circuito, no permiten obtener conversiones de potencia suficientemente eficientes y frecuencias altas de conmutación. Los temas de integración magnética han avanzado mucho estos últimos años. La búsqueda de estructuras que integren los diversos elementos magnéticos de un convertidor (típicamente transformador y bobina con tecnología planar) y la posibilidad de realizar estos elementos con formas y perfiles a gusto del usuario, hacen que se consigan densidades de potencia elevadas. Con los bajas tensiones y elevadas corrientes solicitadas a estos convertidores, la potencia de pérdidas en los diodos rectificadores supone un 20-30% de la potencia de entrada y del 50-60% de la potencia total disipada para el convertidor. Además, este porcentaje aumenta a medida que disminuye la tensión de salida.
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5.2.
Análisis y estudio del convertidor HBCC.
El convertidor de medio puente con control complementario (HBCC) es un convertidor de los habitualmente llamados de onda cuadrada, que se utiliza en aplicaciones de baja tensión y elevada corriente, destinadas a la alimentación de sistemas de telecomunicación principalmente, elevada tensión de entrada y que requiere de una tensión continua de salida que suele ser de 48V, o bien también para microprocesadores y sistemas digitales, donde se dispone de una tensión continua más baja (5V). El hecho de que se haya escogido este tipo de convertidor y no otro responde a un planteamiento de reducción de: Volumen Número de elementos magnéticos Disipadores Una de las grandes ventajas de este convertidor es la reducción de las dimensiones de la bobina del filtro de salida si este opera con ciclos de trabajo cercanos al 50% o ciclos de trabajo complementarios. Cuando hablamos de control complementario nos referimos al control de los transistores S1 y S2 que nos permite una conmutación “suave” sin tener que utilizar inductancias auxiliares en el primario del transformador, ni redes de conmutación adicionales. Respecto a sus inconvenientes, destacaríamos principalmente, que la tensión de entrada ha de presentar pocas variaciones. Esto hace que su uso sea aconsejable en sistemas de alimentación distribuida donde existe una etapa previa que proporciona una tensión de bus bastante estable y que corrige el factor de potencia. En este proyecto, se ha solucionado este inconveniente con un transformador para aislarlo de la red, conectado a un autotransformador a la entrada y una etapa rectificadora a la salida. De todas formas, el hecho de que tenga un rendimiento elevado y sumado al hecho de que cada vez más, las etapas primarias de conversión en sistemas distribuidos son cada vez mejores y más estables, lo hacen que sea una solución atractiva para este proyecto.
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Otro de los inconvenientes son los tiempos muertos que aparecen en las formas de tensión en el secundario de los devanados. Esto es debido a su estructura, donde los transistores MOSFETS están conectados en serie a la rama de alimentación, con lo que, a altas frecuencias, corremos un serio riesgo de poder cortocircuitar la línea. Para tal caso, existen circuitos llamados de “blank time” con el que solventaremos este problema, en parte, pero que contrapartida nos incidirá en un menor rendimiento de nuestro convertidor. Respecto a la frecuencia de conmutación, nos vendrá limitada por los elementos parásitos de los componentes magnéticos que componen el sistema, por lo que tendremos que buscar un compromiso de trabajo entre la frecuencia de conmutación y las pérdidas por conversión de potencia. Hay que recordar que a mayor frecuencia, menor volumen de los componentes, pero menor rendimiento del convertidor. Como hemos señalado anteriormente, un aspecto que afecta profundamente al convertidor, es la tensión de entrada de la fuente de alimentación. En nuestro caso será elevada y tendremos que utilizar una topología aislada galvánicamente para convertir 200 ó 400 V (tensión de entrada) a 24V ó 48 V (tensión de salida).
Fig 5.1. Estructura de convertidor Half Bridge con aislamiento galvánico
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5.2.1. Estructura del convertidor HBCC. En la figura 5.2. nos muestra el esquema del convertidor HBCC.
Los
interruptores S1 y S2 conducen durante un tiempo DT y (1-D)T respectivamente, siendo T el periodo de conmutación y D el valor en régimen permanente del ciclo de trabajo.
Fig 5.2. Estructura del convertidor Half Bridge
5.2.2. Análisis matemático. El convertidor trabaja en modo de conducción continuo, en consecuencia las áreas tanto positivas como negativas de la variable VM (tensión inductancia magnetitzante) tendrían que ser iguales
[1]
VC1 + VC 2 = E
[2]
VC1 ⋅ D ⋅ T = VC 2 ⋅ (1 − D) ⋅ T
Siendo E el valor en régimen permanente de la tensión de entrada.
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Si trabajamos las expresiones (1) y (2) obtenemos:
[3]
VC1 = E ⋅ (1 − D)
[4]
VC 2 = E ⋅ D
Que resultan ser las caídas de tensión en los condensadores C1 y C2 y que tienen gran relevancia, ya que al estar relacionadas con la relación del transformador
[5]
n1 V1 = n 2 V2
nos permiten tener el valor medio de VF y por consiguiente obtener también el valor de tensión de salida:
[6]
Vo = (n1 + n2 ) ⋅ D ⋅ (1 − D) ⋅ E
A continuación se muestran las principales formas de onda que aparecen en el convertidor HBCC, y que corresponden a la tensión y corriente en el inductor primario V L y i L , a la tensión y corriente en la entrada del filtro de salida VF y i F , y a la corriente en la inductancia magnetizante i M .
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Fig 5.3.
Principales tensiones y corrientes en régimen permanente y modo de
conducción continuo.
5.2.3. Ecuaciones de estado Tomaremos las ecuaciones de estado considerando S1 en conducción y definiendo el dutty cycle como D =
TON . T
Llamamos TON al tiempo en que S1 está en estado ON.
Definiremos las
corrientes tal y como están dibujadas en la fig. 5.2 y dibujaremos el circuito para una mejor comprensión del análisis
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LF
C1 n
Lm
1
E
CF
RL
C2
Fig 5.4. Circuito equivalente con transistor S1 en ON y S2 en OFF
La corriente en el puente de condensadores viene definida por: [7]
iC1 = −C1
dVC1 dt
[8]
iC 2 = −C 2
dVC 2 dt
Por definición sabemos también que: [9]
Vm = VC1 = Lm
dim dt
Por tanto, aplicando Kirchoff sacamos las ecuaciones diferenciales que buscamos para el tiempo comprendido entre 0 < t < D ⋅ T
[10]
Lm
dim = vC1 = E − v C 2 dt
[11]
LF
di L = n ⋅ ( E − vC 2 ) − vO dt
[12]
C eq
dvC 2 dE = im1 + n1 ⋅ i L + C1 dt dt
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[13]
CO
dvO v = iL − O dt R
Procedemos de forma análoga cuando S2 es el que está en conducción y S1 en corte, es decir, el intervalo de tiempo que va desde D ⋅ T < t < T
[14]
Lm
dim = (−vC 2 ) dt
[15]
LF
di L = ( n ⋅ vC 2 − vO ) dt
[16]
C eq
dvC 2 dE = im1 + n2 ⋅ i L + C1 dt dt
[17]
CO
dvO v = iL + O dt R
5.2.4. Modelo Bilineal A partir de las ecuaciones anteriores y considerando la u como una variable de entrada del sistema, conseguiremos agrupar los cuatro pares de ecuaciones en un modelo bilineal del convertidor HBCC, válido cuando el sistema está en modo de conducción continua. La variable u , será discreta y solamente puede tomar valores de 0 ó 1, en los intervalos de tiempo D ⋅ T y (1 − u ) respectivamente.
De esta manera, los términos que aparecen en el intervalo temporal D ⋅ T , estarán multiplicados por u , mientras que los que aparecen en el intervalo
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(1 − D) ⋅ T , lo estarán por el término (1 − u ) . Para simplificar, los dos secundarios serán simétricos, es decir, tendrán la misma relación de espiras n respecto al primario. El modelo será por tanto el siguiente:
[18]
dim 1 = ⋅ (u ⋅ E − vC 2 ) dt Lm
[19]
di L 1 = ⋅ [u ⋅ n ⋅ E + (1 − 2u ) ⋅ n ⋅ vC 2 − vO ] dt LF
[20]
dvC 2 dv 1 = ⋅ [im + n ⋅ u ⋅ i L + C1 in ] dt C equ dt
[21]
dvO v 1 = ⋅ [i L − O ] dt CF R
5.2.5. Régimen estacionario
A partir de las ecuaciones diferenciales, podemos obtener las condiciones en régimen estacionario, igualando a cero las derivadas temporales:
v 1 ⋅ (u ⋅ E − vC 2 ) ⇒ u = C 2 Lm E
[22]
0=
[23]
0 = (im + n ⋅ iL ) ⇒ im = −iL ⋅ n
[24]
0=
[25]
0 = (u ⋅ n1 ⋅ E − n1 ⋅ u ⋅ vC 2 + (1 − u ) ⋅ n2 ⋅ vC 2 − vO )
v v 1 ⋅ (iL − O ) ⇒ iL = O R R CO
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E ± E ⋅ (E − ⇒ VC 2 =
[26]
4v O ) n1 + n 2
2
Buscamos el valor donde la raíz se nos anula.
E=
[27]
4v O n1 + n 2
y lo sustituimos en la ecuación
VC 2 =
[28]
E 2
esta será la condición límite. Razonable, teniendo en cuenta el divisor capacitivo que realiza con el condensador C1. Si analizamos la solución de la ecuación, encontramos 2 casos:
1. Si
E<
4v O n1 + n 2
Æ tenemos una solución compleja conjugada, y
no una solución real.
Realmente, la consecuencia sobre el
convertidor, es que este no llegará nunca a esta situación.
2. Si E ≥
4v O n1 + n 2
Æ tenemos una solución real, y por tanto el
convertidor regulará.
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Por tanto, la condición E = donde VC 1 = VC 2 =
4v O es el límite de regulación del convertidor n1 + n 2
E . 2
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6.
6.1.
CONSTRUCCIÓN DEL CONVERTIDOR.
Rectificación y filtro de entrada.
El primer obstáculo ante el cual nos encontramos a la hora de realizar nuestro diseño es la tensión de alimentación desde donde alimentaremos nuestro convertidor, que al ser este un DC/DC, la tensión de red debe ser previamente elevada, rectificada y posteriormente filtrada con una amplitud de rizado aceptable. Para ello utilizaremos un VARIAC de 0 a 500 V, compuesto por un autotransformador con el que variaremos la tensión de entrada y un transformador (relación de transformación 1:1) con el que aislaremos nuestra tensión de alimentación de la red convencional.
Fig.6.1. Fotografía de conexionado del variac
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A continuación dispondremos de un puente rectificador que nos rectificará la señal alterna. Como filtro de salida colocaremos un condensador electrolítico de baja ESR (baja resistencia interna) y de la tensión adecuada.
Fig.6.2. Fotografía de conexionado del puente rectificador y filtro
6.2.
Circuito de manejo. Driver.
El circuito de manejo o driver es la parte del convertidor que controla la conmutación de los MOSFETS del semi puente. Hay diversas formas de implementarlo, pero en la actualidad existen ya chips que realizan esta función de una forma sencilla, práctica y económica, reduciendo el número de componentes utilizados para el cometido. Dentro del mercado existen varios tipos, con algunas pequeñas diferencias. En nuestro caso, hemos elegido el IR21094, que se particulariza del resto de los que existen, en que tiene la posibilidad de implementar el tiempo muerto o Blank Time de conmutación de los
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transistores, factor importante en nuestro convertidor como explicaremos más adelante.
Fig.6.3. Esquema de conexionado del driver IR21094
Otra de las características importantes, es que es muy utilizado para conmutar transistores MOSFETS de canal N o IGBTS con tensiones flotantes elevadas, de hasta 600V, parámetro que cumple con las especificaciones requeridas en nuestro caso.
6.2.1. Circuito de Boostrap.
La tensión de alimentación del circuito de control de los transistores MOSFETS del puente estará en función de la tensión que necesitan estos. Hemos de tener en consideración que para reducir las pérdidas de potencia en conducción de los transistores es más conveniente que trabajen en la zona óhmica que no en la de saturación por lo que hemos de intentar que VGS sea lo más grande posible sin que lleguemos a superar la tensión de ruptura. Una característica importante de los circuitos driver es la tensión que aguanta el pin VS (ver fig. 4.2). Cuando el transistor Q1 de la figura está en ON y el transistor Q2 está en OFF en este terminal se tiene con respecto a masa la tensión del puente +VPOT.
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La tensión VBS ( V B − VS ) alimenta al driver que excita el transistor de la parte alta del semipuente. La tensión VBS es una tensión flotante, que se expresa tomando como referencia
VS . Cuando se pretende poner en conducción el transistor Q1 y el transistor Q2 está en OFF, la tensión en el terminal HO con respecto a masa tomará un valor superior a +VPOT. VHO=VPOT + VGS(ON)
Fig.6.4..Estructura del circuito de excitación Half Bridge
El método más utilizado para conseguir esta tensión y más utilizado en los circuitos integrados comerciales es mediante la técnica del bootstrap, que normalmente suele salir especificado ya en las diferentes aplicaciones de los circuitos driver. Es el más simple y barato a nivel de coste y complejidad de diseño.
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Fig.6.5. Nota de aplicación del driver IR21094 con técnica de bootstrap
El circuito boostrap opera de la siguiente forma: Cuando el transistor T1 está en corte y T2 en conducción, el condensador C BS se carga a través del diodo DBS llegando aproximadamente a la tensión de alimentación de la fuente externa, en nuestro caso +15V. Es necesario que la carga del condensador sea bastante rápida y que se produzca antes de la conmutación del semi-puente, por ello, hemos incluido en el diseño un diodo shottky (MUR1520-D).
Fig.6.6. Circuito de carga del condensador de Bootstrap
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Cuando T2 (Q2) pasa a corte y T1 (Q1) a ON, el diodo queda polarizado en inversa (ver Fig.4.4.) por lo que evita la descarga del condensador hacia la fuente y polariza el driver con el cual alimenta al transistor T1, con lo cual este puede pasar a estado ON.
Fig 6.7. Circuito de descarga del condensador de Bootstrap
El compromiso de diseño del condensador de bootstrap consiste entre ser suficientemente pequeña como para cargarse rápidamente a través del diodo y muy grande como para que tarde tiempo en descargarse y suministrar una tensión estable al driver durante el bloqueo de T1. Una buena aproximación es tomar una solución de compromiso en el cual el condensador CBS sea una 10 veces superior a la capacidad de entrada que presenta la puerta del MOSFET. [29]
C BS ≥ 10 ⋅ CGS ≥ 10 ⋅ 1018 pF ≥ 10,18nF ≅ 12nF
De todas formas, hemos de tener en cuenta que este valor dependerá también de la frecuencia de trabajo del convertidor y del margen de funcionamiento del dutty cycle.
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6.2.2. Tiempo Muerto o Blank Time .
En el medio puente, en el cual hay dos transistores conectados en serie, es importante reservar un “tiempo muerto” entre señales de activación de los transistores del puente, para asegurar que los MOSFETS no conmuten a la vez, si no que lo hagan simultáneamente, evitando así que se produzca un cortocircuito. Teniendo en cuenta que estamos trabajando con tensiones de entrada elevadas (400 VDC) y frecuencias de trabajo del orden de los 100 kHz, este aspecto es importante para evitar males mayores y asegurar que los dos transistores no coincidan nunca en conducción.
Fig 6.8. Señales de activación de los transistores del medio puente.
La idea es retardar el tiempo de subida de los dos drivers. De esta manera ganamos un tiempo muerto, que evita los posibles solapamientos entre ambos. Con el driver IRF21094 tenemos la posibilidad integrada dentro de la misma circuitería de poder variar y ajustar esta variable.
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Fig 6.9. Ajuste del tiempo muerto mediante potenciómetro
Fig.6.10. Hoja de especificaciones del margen de ajuste de la señal del IR21094.
Se ha de buscar un compromiso para ajustar lo máximo posible este tiempo muerto en el cual ninguno de los dos transistores está en conducción, ya que influirá fuertemente en el rendimiento final del convertidor. Un tiempo muerto demasiado grande nos generará grandes pérdidas ya que introduce mucho “ruido” a la señal de entrada del transformador.
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Fig.6.11. Retardo del tiempo de subida
Fig.6.12. Retardo del tiempo de subida
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6.3.
Elección de los transistores del puente.
En la electrónica de potencia, los semiconductores modifican de forma periódica la configuración de un circuito, comportándose como interruptores que se abren y cierran según una secuencia determinada. Los semiconductores controlados, tales como transistores MOSFET, tiristores, IGBTS, etc., permiten controlar el momento en que se requiere cambiar de estado (ventaja respecto al diodo). Ese control a pesar de ser origen de dificultades, aporta una mayor versatilidad. Un MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por voltaje, que requiere sólo de una pequeña corriente de entrada para cargar y descargar la puerta.
La velocidad de
conmutación es muy alta siendo los tiempos de conmutación del orden de los nanosegundos. Destaca su alta impedancia de entrada, buena estabilidad térmica, alta velocidad de conmutación y facilidad de poderlos paralelizar. Con el transistor se pueden hacer las conmutaciones mucho más rápidas y por lo tanto se pueden conseguir funcionamientos a frecuencias mucho más elevadas. Sin embargo, si no se toman precauciones las pérdidas en la conmutación pueden ser muy importantes, tiene poca ganancia con v/i grandes, su tiempo de almacenamiento y el fenómeno de avalancha de secundaria. Los IGBTs combinan ventajas tanto del MOSFET como del transistor BJT, aprovecha la facilidad de disparo del MOSFET y el tipo de conducción del BJT, además de poder controlar grandes corrientes con poca caída de tensión.
Como contrapartida, el
MOSFET tiene una velocidad de conmutación mayor que el IGBT. Los convertidores constituyen el campo de aplicación privilegiado de los transistores de potencia. Durante los intervalos de conducción la corriente en los transistores varía
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poco, lo que facilita la obtención y control de la saturación. La frecuencia de trabajo se puede elegir libremente y cuanto mayor es resulta más fácil de conseguir el alisado de Todo este razonamiento lleva a elegir el transistor MOSFET como
corriente.
semiconductor a emplear en el convertidor HALF BRIDGE. Lo primero que debemos hacer para diseñar el convertidor es elegir un par de transistores MOSFET que sean capaces de gobernar el puente. La tensión nominal de entrada es de 400Vdc . Es también importante la corriente máxima de drenador, que en nuestro caso será de 8A máximo. Deseamos también una resistencia en on (RDS on) y una capacidad Puerta-
drenador (Cgd) mínimos. Estas dos variables tienen un compromiso tecnológico y es que si una decrece, el otro aumenta. La capacidad Cgd, también llamada capacidad de Miller, es la responsable que parte de la potencia del puente, que se mueve entre puerta y surtidor, se vea reflejada por la puerta y desvirtué la señal del driver, cosa que podría llevar al mal funcionamiento de los transistores. Se han escogido MOSFETs de potencia de canal N, concretamente el IRF840 de la casa Internacional Rectifier (IRF). Características principales del IRF840:
•
V DSS = 500 V
•
RDSon = 0,85Ω
•
ID = 8A
• Qgd (Capacidad de Miller) = 18 nC
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6.3.1. Pérdidas en los semiconductores El uso de transistores MOSFETS supone que se haya de llevar un control de las
pérdidas. Estas pérdidas ocasionan “estrés” o “fatiga” en los semiconductores que a la larga tienen un efecto negativo en la fuente conmutada. Los transistores MOSFETS presentan dos tipos de pérdidas: -
Pérdidas de conducción: se producen durante el tiempo que el MOSFET permanece en saturación, debido al continuo paso de corriente por el transistor durante ton . [30]
-
P = RDSon ⋅ I RMS
2
Pérdidas de conmutación: se producen en las transiciones entre los estados de corte y saturación.
Las pérdidas totales en los MOSFETS responden a la suma de ambas. Debido a las pérdidas por conducción y conmutación, dentro del MOSFET se genera calor. El calor producido por las pérdidas debe disiparse de forma suficiente y eficaz, a fin de que este opere por debajo de su límite superior de temperatura. Este calor debe transferirse del MOSFET a un medio más frío, a fin de mantener la temperatura de operación de la unión dentro de un rango especificado. Esta transferencia de calor puede llevarse a cabo mediante conducción, convección o radiación, ya sea natural o de aire forzado (ventiladores), en las aplicaciones industriales es común utilizar el enfriamiento por convección. El calor debe fluir lejos del dispositivo hacia su carcasa y de ahí hacia el disipador de calor en el medio enfriador. El análogo eléctrico de un es el siguiente:
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Fig 6.13. Dispositivo montado en un disipador de calor y su análogo eléctrico
La temperatura de la unión del dispositivo TJ viene dada por:
[31]
TJ = PA ⋅ (R JC + RCS + RSA )
• PT = pérdida de potencia total del mosfet • RJC = resistencia térmica de la unión a la carcasa (ºC /W) • RCS = resistencia térmica de la carcasa al disipador (ºC /W) • RSA = resistencia térmica del disipador al ambiente (ºC /W) • TA = temperatura ambiente (ºC) Hay una amplia variedad de disipadores de calor de aluminio disponibles, que utilizan aletas de enfriamiento a fin de aumentar la capacidad de transferencia de calor.
6.4.
Circuito de ayuda a la conmutación.
La función principal que desarrollan los circuitos de ayuda a la conmutación es absorber la energía procedente de los elementos parásitos del circuito durante el proceso de conmutación, controlando parámetros tales como la evolución de la tensión o corriente en el interruptor; limitando así los valores máximos de las pendientes de tensión o corriente que han de soportar los semiconductores. Este tipo de circuitos de protección,
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de los que existen varios tipos, se denominan Redes Snubber. Tenemos varias formas de reducir o limitar el “stress eléctrico” en los semiconductores. Si es durante el paso a conducción del transistor (turn-on), se genera un pico de corriente a través de este, que debemos limitar o en su defecto limitar la pendiente de de la corriente (di/dt). Si es durante el proceso de apagado o paso a corte (turn-off), entonces el parámetro a limitar es el pico de tensión generado o la pendiente de la tensión (dv/dt).
6.4.1. Diseño de la Red Snubber.
Si analizamos nuestro circuito de la figura, observamos que el momento más crítico lo tenemos en el proceso de conmutación de turn-off del transistor Q1. En esta situación el transistor Q2 pasa de corte a conducción y el transistor Q1 de conducción a corte, por lo que este último soportorá entre terminales Vds los 400V de entrada de la fuente. Como el proceso de conmutación no es ideal, en el instante en que conmuta el transistor de conducción a corte, sigue circulando corriente por el drenador del MOSFET. Por ello, la energía disipada por el transistor sería tan grande que llegaría a destruir nuestro dispositivo, de ahí la necesidad de incorporar un mecanismo que libere de esta carga al transistor.
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Fig.6.13. Esquema de la red snubber en el semipuente
De entre los diferentes tipos de redes snubber que existen, la RCD (Resistencia, Condensador y diodo) es la más idónea para el problema expuesto. Para calcular la potencia máxima disipada por el transistor, esta dada por la siguiente fórmula:
[32]
PT =
1 2 ⋅ VDS ⋅ C ⋅ f 2
donde f es la frecuencia de trabajo del convertidor. Particularizando el diseño en nuestro caso: En el cálculo de la resistencia snubber interviene la constante de tiempo del condensador. Teniendo en cuenta que este almacena carga durante el intervalo
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ton ,
este es el tiempo utilizado en el cálculo.
No es necesario que el
condensador se descargue totalmente para obtener resultados. 9 Cálculo del condensador
[33]
C=
I D ⋅ (t r + t f VDS
)
=
8 A ⋅ (23ns + 19ns ) ) = 0,84nF ≅ 1nF 400V
9 Cálculo de la resistencia
[34]
Rmáx =
t on 0,5µs = = 166Ω 3C 3 ⋅ 1nF
9 Cálculo de la potencia disipada por el transistor
[35]
[36]
1 1 2 2 ⋅ VDS ⋅ C ⋅ f = ⋅ (400) ⋅ 1nF ⋅ 100kHz = 8 W 2 2
PT =
VDS 400 ⎫ = = 2,409 A ⎪ R 166 ⎬ R ≥ 200Ω ≅ 220 Ω ≤ 0.25 ∗ I D = 0.25 ∗ 8 = 2 A⎪⎭
I desv = I desc
Con la impedancia de 220 Ω (condensador de 0.75 nF) el transistor disiparía una potencia de 6 W. Con una impedancia de 270 Ω (condensador de 0.61 nF) el transistor no llega a disipar más de 5 W.
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Fig.6.14. Red Snubber sobre nuestro convertidor
El snubber del circuito consta de una red RC que será colocada con el dispositivo conmutador. A pesar de su sencillez esta permite amortiguar las posibles resonancias parásitas y controlar la pendiente de tensión del semiconductor, además permite reducir sobretensiones que pueden causar la destrucción del semiconductor.
6.5.
Diseño y construcción del transformador
El transformador desempeña la función de aislar galvánicamente la entrada y la salida del convertidor. Además de ello, actúa también en nuestro diseño como reductor de la alimentación. A la hora de construir un trafo, se nos plantean varias cuestiones a considerar:
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•
El núcleo a utilizar
•
La frecuencia de trabajo del trafo
•
Cálculo de los bobinados.
•
La sección del hilo para bobinar
•
Efectos inherentes al propio transformador: Pérdidas por Corrientes Eddy, Focault, Histéresis, etc.
Todas ellas son de igual importancia y los tendremos que tener en cuenta a la hora de su diseño.
6.5.1.
Diseño del núcleo.
Lo primero que nos planteamos en la elección de un transformador es qué material haremos servir para el núcleo. Los materiales están normalmente en coherencia con la frecuencia de conmutación de los dispositivos.
Para
frecuencias de entre 1kHz y 100kHz, los materiales con menores pérdidas son dos: 1) Ferrita 2) Polvo de Hierro Los materiales de ferritas son básicamente una mezcla de oxido de hierro y otros materiales magnéticos apilados por chapas y que suelen adoptar varias formas de tipo convencional. El más conocido y utilizado son los núcleos de tipo E. Estos deben sus propiedades magnéticas sin que se sature ni se caliente en exceso.
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Fig.6.15. Núcleo ferrita tipo E.
Las ferritas presentan una alta resistividad eléctrica pero con un rango pequeño de saturación por la densidad de flujo. Las ferritas sólo presentan perdidas por histéresis. Ellas son los materiales elegidos para trabajar a altas frecuencias (superiores a 10kHz) debido a las bajas perdidas por las corrientes de eddy. En electrónica de potencia la condición necesaria para conseguir el punto de trabajo óptimo es encontrar el punto de temperatura de la ferrita que nos de su máxima potencia, esperando encontrar la mejor variación de ésta. Por encima de los 100kHz, debido a la alta resistividad de las éstas, las convierte en el único material razonable, a pesar de que tienen gran facilidad de saturarse con una pequeña densidad de flujo, 0.3 Teslas en los de ferrita y 1 Tesla en los de polvo de Hierro. La frecuencia de trabajo de nuestro transformador es de 100kHz, esto significa que utilizaremos un núcleo de ferrita, del cual tenemos varios tipos a escoger según a la frecuencia.
En las fuentes conmutadas, es habitual el uso de
materiales de saturación elevada y bajas pérdidas como son los materiales del tipo 3C81, 3C90, 3F3 o N27. De todos ellos, y por precio y características hemos considerado coger el 3E25N27 donde podemos ver sus características en la figura siguiente:
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Fig.6.16. Gráfica del ciclo B-H de la ferrita 3E25.
Según las especificaciones del fabricante, averiguaremos la densidad de flujo magnético de trabajo ( BMAX ). BMAX = 200mT
pero como punto de trabajo consideraremos que una
B = 100mT .
6.5.2. Cálculo de los devanados.
Para calcular el devanado (número de vueltas) del primario y del secundario, nos basaremos en la ecuación (3), (4) y (5) relacionadas con la caída de tensión en los condensadores a la entrada del convertidor y relacionadas directamente con la relación de trasformación del trafo:
[3]
VC1 = E ⋅ (1 − D) Página 44
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[4]
VC 2 = E ⋅ D
[5]
N1 V1 = N 2 V2
Atendiendo a estos datos, y a que la tensión de entrada es de 400V, en los bornes del primario nos aparecerá una onda cuadrada de 200 V de amplitud. Desarrollando la ecuación (5), con una tensión de salida de 48 V, obtenemos una relación de transformación de 1/4 que nos dará un tensión de salida ligeramente superior al valor deseado ( ≈ 50V ). Buscamos el producto del área del núcleo x área de la ventana
Fig.6.17. Visionado en 3D del núcleo montado para el convertidor.
[37]
AC ⋅ W A =
0,68 ⋅ POUT ⋅ D ⋅ 10 3 cm 4 f ⋅ BMAX
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Donde:
f = frecuencia de trabajo, 100kHz AC = Área del núcleo del transformador W A = Área de la ventana del transformador BMAX = Densidad de flujo máxima en Gauss 10 4 G = 1Τ
POUT = Potencia máxima de salida del transformador, 500W D = Densidad de corriente en ( cm ). Generalmente está sobre los 200 A cm
A
.
Lo que nos da un producto de:
AC ⋅ W A = 0,136 cm 4 Calculando el número de espiras a partir de la siguiente ecuación, en la cual se tiene en cuenta que el D.C.máx = 0,5:
[38]
NP =
VP AC m ⋅ f ⋅ DC MAX ⋅ ∆BMAX [T ]
[ ] 2
Esto nos da aproximadamente un máximo de 110 vueltas.
Por defecto le
daremos 100 vueltas. Para calcular las espiras del secundario aplicaremos, aplicaremos la relación de transformación:
NS = NP
1 = 25 vueltas 4
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Le daremos 24 vueltas y no 25 para ser rigurosos en las especificaciones del convertidor. 6.5.3. Sección del hilo para bobinar. Un aspecto importante en la construcción del transformador, es el tipo de hilo que elegiremos y su sección, ya que éste dependerá fuertemente de la frecuencia de trabajo del dispositivo. Si hacemos circular una corriente alterna i (t ) por un hilo conductor, se creará un campo magnético H (t ) que producirá una corriente “parásita” en dirección opuesta a la anterior. Este fenómeno, llamado Efecto Skin provoca que la corriente original tienda a circular por la superficie del conductor y decrece a medida que nos acercamos hacia el centro. Si la frecuencia aumenta y la sección del hilo es considerable, prácticamente toda la densidad de corriente circulará por la capa superficie.
Fig 6.18. Efecto Skin en un hilo conductor.
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El efecto películar o Skin depende además de la resistividad del conductor y es mayor para los conductores de material magnético. La profundidad de penetración de la densidad de corriente será un factor que a posteriori nos determinará la sección del propio cable y que debe cumplir la siguiente relación:
φ ≤ 2 ⋅ δ Æ1 hilo conductor φ > 2 ⋅ δ ÆHilo de Litz o varios conductores en paralelo
Fig.6.19. Gráfica de diferentes coeficientes de penetración en función del material.
La solución adoptada y que aplicaremos será la de emplear hilos de cobre de pequeña sección, recubiertos por un barniz aislante, y trenzados de forma que los pequeños campos magnéticos que se vayan creando entre los conductores, se vayan anulando.
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Fig.6.20. Tabla de secciones de hilo de cobre y la corriente que puede circular por él.
Teniendo en cuenta que a la salida del convertidor son de 48V/5A, hemos elegido 5 hilos de cobre con una sección de cable de 0,810 mm de diámetro cada uno, que nos permite una circulación de corriente de 1 A por hilo. Aunque se puede calcular de forma matemática hemos cogido una tabla (figura 6.20) donde se indican diferentes tipos de sección de cable en función de la corriente que debe soportar el conductor.
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En nuestro prototipo, el resultado final será el que se muestra en la fotografía de la figura 6.21.
Fig.6.21. Diseño final del trasformador del convertidor.
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MEDIDAS EXPERIMENTALES: Inductancia Magnetizante
Vin = 400Vdc
⎫ ⎪ Vout = 44.2V ⎪ fconmutación = 75.6kHz ⎪ ⎪ ∆T = 820ns ⎪ ⎪⎪ ∆V = 72mV diL 375 ⇒ L1 = = 427'083µH ⎬diL / dt = 878048'78 ⇒ VL = L Vp1 = 400V dt 0.75 ⎪ ⎪ Vp2 = 25V ⎪ Vp1− 2 = 375V ⎪ ⎪ RL = 33Ω ⎪ ⎪⎭ Sonda = 100mV / A
6.6.
Diodos rectificadores.
Hemos utilizado diodos Shottky Ultrafast (MUR1540) debido a la elevada tensión que soporta y la elevada corriente que soporta. De igual forma que hemos hecho con los transistores MOSFETS los protegeremos con una red de ayuda Snubber.
Fig.6.22. Hoja de características del diodo MUR1540.
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6.7.
Diseño del inductor de salida.
Se ha escogido un núcleo de polvo de hierro de tipo toroidal.
Inductancia Filtro de Salida Vin = 396Vdc
⎫ ⎪ Vout = 44.2V ⎪ fconmutación = 75.6kHz ⎪ ⎪ ∆T = 1'26 µs diL ⎪ ⇒ L2 = 5'075µH ⎬ ⇒ diL / dt = 571428'571 ⇒ VL = L ∆V = 72mV dt ⎪ ⎪ VL = 2'9V ⎪ RL = 33Ω ⎪ ⎪ Sonda = 100mV / A ⎭
6.8.
Condensador del filtro de salida.
La finalidad del condensador del filtro de salida es la de atenuar al máximo el rizado de la tensión de salida del transformador producido por la conmutación y tiene que ser dimensionado en función del rizado del inductor de salida. Para calcular el valor del condensador he fijado un valor máximo en la tensión de rizado de conmutación a la salida y que este rizado se deba a la variación de su carga. De esta forma tenemos: 1
[39]
∆Vo =
fC ⋅ VS ⋅ (1 − D) 8⋅C ⋅ L
Donde: ∆Vo Æ Voltaje de pico de la tensión de rizado de salida
VS Æ Voltaje de pico en el secundario
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f C Æ Frecuencia de conmutación del convertidor Fijaremos un rizado máximo de un 2,5% de la Vo, es decir un ∆Vo =1,2V.
6.9.
Sistemas de cargas.
El sistema de cargas utilizado para poner en marcha el convertidor serán 7 impedancias de 33 ohms / 30W:
R L1 = RL 2 = RL 3 = R L 4 = RL 5 = RL 6 = RL 7 = 33Ω El esquema de conexionado será el siguiente:
Fig 6.23. Esquema del conexionado de cargas.
Éstas se activarán mediante interruptores y con los que tendremos la posibilidad de irlas paralelizando una a una. Es decir tendremos un rango de cargas que irán desde:
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Número de Cargas
Impedancia total
RL1
33Ω
RL1 // RL 2
16,5Ω
R L1 // RL 2 // R L 3
11Ω
RL1 // RL 2 // RL 3 // RL 4
8,25Ω
RL1 // RL 2 // RL 3 // RL 4 // RL 5
6,6Ω
R L1 // RL 2 // RL 3 // RL 4 // RL 5 // R L 6
5,5Ω
R L1 // RL 2 // RL 3 // RL 4 // RL 5 // RL 6 // RL 7
4,71Ω
El resultado final será el mostrado en la figura 6.24
Fig 6.24. Prototipo de cargas.
Otra alternativa a este sistema fue la de colocar conectada 1 carga y el resto (las 6 restantes) conectarlas de golpe. De esta manera se podría visualizar claramente por pantalla los saltos de cargas en los arranques del convertidor
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Fig 6.25. Prototipo de cargas 2.
6.10. Lazo de Control. Para la realización del lazo se ha optado por diseñar un control en modo deslizamiento. Esta tipología es adecuada cuando lo que buscamos es robustez ante perturbaciones, manteniendo siempre una buena dinámica y una respuesta en régimen estacionario invariante. El control en modo deslizamiento se utiliza cuando se trabaja con sistemas de estructuras variables en los que su estructura cambia de forma intencionada con el tiempo y por tanto la acción de control es discontinua y la planta no es lineal. Los convertidores de potencia DC-DC conmutados son un ejemplo de ello y entran dentro de esta categoría. En el apartado 5 de esta memoria, ya presentamos un estudio y análisis del convertidor, ahora nos centraremos con más detalle en el análisis matemático y circuital de la estructura de control, parándonos en cada una de las partes principales del diseño y presentaremos los resultados de simulación a través de Matlab/Simulink.
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6.10.1. Descripción del sistema.
El diseño del convertidor mostrado en la fig.6.26, incluimos la tensión de alimentación E, el transformador, los interruptores de potencia S1 y S2, el puente de condensadores C1 y C2, los diodos rectificadores D1 y D2, el filtro LF y CF y la resistencia de carga RL, todos ellos asumiendo que son componentes ideales y que el convertidor trabaja tal y como hemos comentado en apartados anteriores en modo de conducción continuo.
C1
S1
D1
LF
n 1
E
D2
n
C2
CF
RL
S2
Fig 6.26. Circuito equivalente del convertidor
Seguidamente mostramos los dos circuitos equivalentes del convertidor adaptados a cada periodo de operación.
LF
C1 n
Lm
1
E
CF
RL
C2
Fig 6.27. Circuito equivalente con transistor S1 en ON y S2 en OFF
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C1
LF
E Lm
C2
1 n
CF
RL
Fig 6.28. Circuito equivalente con transistor S2 en ON y S1 en OFF
El principal propósito a la hora de diseñar el control de la planta, es conseguir una tensión de salida Vo, lo más fiable al valor final que nosotros queremos obtener. Para ello, nos haremos servir de una tensión de referencia que el control utilizará como guía para posteriormente poder corregir el error que pudiera ocasionar la planta. Analizando el circuito de la figura 6.26, asumiendo que C1 y C2 son de igual valor, que los transistores o interruptores trabajan de forma complementaria y que el dutty cycle es del 50%, obtenemos una tensión en bornes del devanado del primario equivalente a E/2 de amplitud. Si esto no fuera así, el balance tiempo-tensión del transformador, haría que el puente capacitivo se desequilibrara.
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6.29. Forma de onda de la tensión en primario del trafo.
En función del dutty cycle obtenemos los tiempos de conmutación: [40] y [41]
⎧t ON = D ⋅ T ⎨ ⎩t OFF = (1 − D) ⋅ T
A partir de la forma de onda del primario, podemos sacar la forma de onda del secundario:
6.30. Forma de onda de la tensión del secundario del trafo.
En el secundario, para un correcto balance tensión, el producto entre la tensión y el tiempo ha de ser igual para tON (Von) como para tOFF (Voff):
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VON ⋅ t ON = VOFF ⋅ t OFF
[42]
La tensión media de salida Vo, será la media ponderada entre las dos tensiones: [43]
VO =
VON ⋅ t ON + VOFF ⋅ t OFF T
Siendo T el periodo completo de la señal de conmutación. Sabiendo por tanto que,
[44] y [45]
t ON ⎧ D = ⎪⎪ T ⎨ ⎪1 − D = t OFF ⎪⎩ T
podemos substituir en [38] obteniendo: [46]
VON ⋅ D = VOFF ⋅ (1 − D )
De la figura 6.30, sabemos que VSEC = n ⋅ E
2
y además podemos deducir
fácilmente que [47]
VSEC = VON + VOFF
si igualamos las dos ecuaciones tenemos, [48]
VSEC = VON + VOFF = n ⋅ E
2
Aislando Vo: [49]
VON = n ⋅ (1 − D) ⋅ E
2
Finalmente de [43] y [46]
[50]
VO = D ⋅ VON + (1 − D) ⋅ VOFF = 2 ⋅ VON ⋅ D
[51]
VO = 2 ⋅ n ⋅ (1 − D) ⋅ D ⋅ E
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Esta última expresión nos da una idea de la tensión máxima de salida del convertidor y que esta la tendremos para un ciclo de trabajo del 50%. EN nuestro caso, para unas especificaciones técnicas de:
⎧ E = 400V ⎫ ⎪ 1 ⎪⎪ ⎨n = 1 4 ⎬ ⇒ Vo = 2 ⋅ ⋅ (1 − 0.5) ⋅ 0.5 ⋅ 400 = 50V 4 ⎪ ⎪ = D 0 . 5 ⎩ ⎭⎪ El modelo del espacio de estados del convertidor, viene dado por las ecuaciones diferenciales sacadas en apartados anteriores [18] a [21]:
•
1 ⋅ (u ⋅ E − vC 2 ) Lm
•
1 ⋅ [u ⋅ n ⋅ E + (1 − 2u ) ⋅ n ⋅ vC 2 − vO ] LF
[52]
im =
[53]
iL =
[54]
vC 2 =
[55]
vO =
•
•
dE 1 ⋅ [im + n ⋅ u ⋅ i L + C1 ] dt C equ
v 1 ⋅ [i L − O ] R CF
6.10.2. Control en modo deslizamiento. El control en modo deslizante trata de aplicar una señal de alta frecuencia para llevar al sistema hacia una región de espacios de estado denominada superficie de deslizamiento. Como hemos mencionado anteriormente, este tipo de control es de gran robustez ante las diferentes perturbaciones de la planta. Cabe destacar que este tipo de control no es de fácil diseño y su implementación depende de la ley de control resultante.
Genéricamente la ecuación de estado de un convertidor la definimos como: •
[56]
X = f ( x) + B( x) ⋅ u
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•
Donde X ∈ ℜ n es el vector de estado, u ∈ ℜ m es el vector de control y
f ( x) ∈ ℜ n y B( x) ∈ ℜ n×m los campos vectoriales, que han de ser continuos y sus derivadas también respecto a x. Dada la complejidad en el cálculo de este tipo de superficies, nos hemos basado en diferentes estudios realizados y artículos científicos publicados donde se llega a la conclusión que la superficie de deslizamiento más habitual en convertidores DC-DC tiene la siguiente forma: [57]
S ( x) = K T ( x − X O )
donde X O es un vector constante y K T son coeficientes escalares constantes. La función S ( x) se asocia al error de las variables de estado y se ha de asegurar que esta alcance el valor S ( x) = 0 desde una condición inicial distinta de cero y que posteriormente la acción de control lo mantenga en ese valor. Estas condiciones matemáticamente se pueden expresar como:
dS ( x) dS ( x) < 0 cuando S ( x) > 0 y > 0 cuando S ( x) < 0 dt dt es decir, cuando el sistema está fuera de la superficie, el movimiento del sistema respecto al tiempo
dS ( x) es en tal dirección que se dirige hacia la superficie, ver dt
fig.6.31. Por consiguiente, se aplicará un control u , tal que ⎧⎪u + ⇒ S ( x) > 0 u⎨ − ⎪⎩u ⇒ S ( x) < 0 De esta forma, el sistema actuará en modo deslizante sobre la superficie S (x) .
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
6.31. Forma de onda de la tensión del secundario del trafo.
6.10.3. Simulación del convertidor.
La superficie de control utilizada finalmente para realizar la simulación fue la siguiente: [58]
S i = − k P < vO > + k i ∫ (VOref − < vO > )dτ − k d t
−∞
d < vO > − < v Fi > dt
Se trata de un control PID donde a través de la simulación hemos obtenido los valores de los parámetros de las ganancias respectivas. A través del programa de simulación de Matlab, presentamos los resultados, que ponen de manifiesto la robustez del sistema y la buena dinámica del convertidor:
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Resultados valores de ganancia obtenidos ⎧ Kp = 0.95 ⎪ ⎨ Ki = 200 ⎪ Kd = 0.48 ⎩
¾
ARRANQUES
Fig.6.32. Tensión de salida Vo
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig.6.33. Tensión en Vc2
Fig.6.34. Tensión en IM
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
6.10.4. Realización de la Superficie de Control.
Partiremos de la ecuación: [59]
S i = − k P < vO > + k i ∫ (VOref − < vO > )dτ − k d t
−∞
d < vO > − < v Fi > dt
que desglosaremos en dos partes: 1. La señal PID. Que constará del diseño de los controles proporcional, integral y derivativo (kp, ki, kd) y que estará formada por la ecuación [60]
t d < vO > e~ = f (vO ) = − k P < vO > + k i ∫ (VOref − < vO > )dτ − k d −∞ dt
2. La señal < vFi > que Para realizar la superficie de control dibujaremos antes un diagrama de bloques donde queda reflejado más claramente cómo funcionará el lazo, de qué partes estará formada y que variables entrarán en juego. De teoría de control, llegamos a la conclusión de implementar la superficie a través de un PID analógico.
Fig.6.35. Diagrama de bloques del lazo de control
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
El lazo de control PID, estará formado por amplificadores operacionales. Para ello, hemos elegido el TL074 por tener un elevado Slew-Rate (13V/µs) y una alta inmunidad al ruido. Lo primero que nos hemos planteado a la hora del diseño, es que debido a la tensión de salida elevada que tendremos de la planta, superior a la alimentación interna de los operacionales, tendremos que sensarla para no dañar la circuitería. En este caso, lo hemos dispuesto de forma que a través de simple divisor resistivo a la entrada de un A.O. en configuración seguidor, para elevar la impedancia de entrada y asegurar este nivel de tensión. En la rama resistiva colocaremos un potenciómetro para regular esta tensión sensada ( ver fig.6.36 ):
Sensado de Vo +48V
+15V
1
4
+
R4 10K
3
-
2 +5V
TL074
11
R2 10K
U1A -15V
0
Fig.6.36. Configuración de Sensado de Vo
Como el objetivo es eliminar las posibles variaciones de la planta, tendremos que obtener una tensión de referencia con la que compararemos la señal y así eliminar el error. El esquema circuital será idéntico al anterior sólo que esta vez utilizaremos la misma tensión de alimentación que utilizan los operacionales.
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
+ 15V +15V -15V
1
4
+
3
-
2
R10 10K
U2A
11
R8 10K
Voref
TL074 +15V
0
Fig.6.37. Configuración de la tensión de referencia Voref
Como tercera variable a sensar, será la señal VF . Aquí hemos de tener en cuenta exactamente lo mismo que con Vo, es decir, una señal elevada, del orden de unos 50V, sumado al hecho de que esta señal esta justo a la salida de los devanados secundarios del trafo, y que debido a la conmutación, nos puede originar picos realmente elevados, además de los consecuentes armónicos, que además de saturarnos los operacionales nos puedo dañar el circuito. Procederemos de la misma forma que los dos anteriores circuitos. Además de eso, colocaremos un filtro pasa-bajos a la salida del operacional para eliminar estos picos y los harmónicos originados. Para el cálculo del filtro de primer orden, nos basaremos de la teoría clásica:
⎧ FO = 100kHz ⎫ Datos ⎨ ⎬ ⇒ para un R=10k ⇒ C = 1,6nF ⎩ FC = 10kHz ⎭
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TP3 TEST POINT
R16
C7 10K 1,5nF /100V
JUMPER1
0
13 12
4
S-VF
1
14
+
2
-
1
U2D
11
1
J7
Señal VF
-15V
TP5 out_VF
R15
10K\0,5W
TL074
TP4 1
+15V
Vref _VF R17 10K
0
Fig.6.38. Configuración de la tensión de sensado VF
En el diseño, hemos añadido una entradas jumpers, para ir habilitando cada una de las variables que vamos añadiendo al sistema. De esta forma también nos será más sencillo detectar cualquier posible anomalía que se produzca. Una vez diseñada la circuitería referida al ajuste de variables, nos adentraremos en el lazo. Como hemos mencionado, estará compuesto por una parte proporcional, que será la que nos da el valor de ganancia necesario para llegar al valor final, pero que si no lo ajustamos correctamente se nos puede hacer inestable el sistema, para ello recurriremos al integrador, que nos corregirá el margen de error entre el valor final teórico y el que nos da el proporcional, y que nos tenderá a estabilizar el sistema y una parte derivativa, no necesario en un principio, pero que, como veremos más adelante nos ayudará a que la respuesta sea mucho más estable. Para el cálculo de valores de los componentes utilizados, nos hemos basado en los resultados de la simulación hecha por Matlab. Con esos valores y a
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
través de potenciómetros y zócalos en los condensadores para poder jugar con diversos valores de ganancias de kp, ki y kd, hemos conseguido ajustar la señal que queríamos conseguir.
Cálculos de los componentes:
•
⎧ Kp = 0.95 ⎪ Control Proporcional ⇒ ⎨ R3 ⎪ Kp = R = 0.95 ⇒ R3 = 10 K ; R1 = 10 K 1 ⎩ 10K ó 100K
R1 -15V
U1B
11
10K
1
2
4
1
5
J1 7
+
6
-
R3
JUMPER1
TL074
0
TP1 +15V
-kp x Vo
Fig6.39. Control Porporcional
•
Control integral
⎡ Ki = 200 ⎞ ⎟ ⎢ 1 ⎟ ⎢ Ki = = 200 ⇒ C i = 10nF ; Ri = 500 K ⇒ Pot = 2 MΩ ⎟ ⎢⎣ Ri ⋅ C i ⎠
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J6 JUMPER reset integer 2
1
R29
1Mohm
JP5 C8
R19
R18
3 1
TP6
-ki x integer [-Voref] dt +C
R23 10K
JUMPER2
50K
10
TL074
+15V
U2C
J9
1
11
9
7
4
10K
R21
8
4
5
TP7
1
11
Voref
R20 2 4
1 3
U2B
+
6
-
JP6
1uF -15V
2
1
+
JUMPER2
[ - ]
10K -15V
10K
-
4 2
Voref
TL074
0
JUMPER1
+15V
0
Fig.6.40. Control Integrador
Anotar, que diseñamos el integrador de forma que podamos cambiar el signo de la respuesta. Esto lo hace más polivalente y que podamos probar diversos tipos de respuesta, así como poder habilitar tanto un proporcional, un integrador o un derivador de forma totalmente individual, sin que para ello tengamos que conexionar ninguno de los otros controles. De ahí que tanto las entrada inversora y no inversora tengan disponibles tanto la variable Vo como la Vref.
•
Control Derivativo
⎞ ⎡ Kd = 0.48 ⎢ Kd = R ⋅ C = 0.48 ⇒ C = 100nF ; R = 480 K ⇒ Pot = 500 K ⎟⎟ d d d d ⎠ ⎣
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C5
1nF
R9 2Mohms -15V TP2
10
1
-kd x [d/dt] J10 1
2
JUMPER 4
100nF
8
+
9
10K
U1C
11
CAP NP -
R11
TL074
0 +15V
Fig.6.41. Control Derivativo
El esquema definitivo con las 3 partes sumadas, quedarán de siguiente manera tal y como muestra la figura siguiente:
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U1C 8
TL074
TP2
J10 2
-kd x [d/dt] 1
JUMPER
TP6
R3
[ - ]
10K
50K
0
R21 9 10
U1B 7
-kp x Vo
TP1
1 2
JUMPER reset integer
TL074
J6
TL074
8
U2C
1Mohm
+15V
-15V
1uF
C8
R29
1
+15V
-15V
10K ó 100K
11 4
R1
6 5
-
C5
1nF
-15V
2Mohms
9 10
+15V
R19
10K -15V
7
U2B
1 TL074
0
+
R9
0
-
CAP NP
100nF
R18
10K
+
R11
10K
3 1
6
-
JP5
JUMPER2
R20
5
+
4 2
JP6 2 4
+15V
-
1 3
10K R23 10K
1
J1
JUMPER1
2
1
R5
10K
J9
JUMPER1
2
-ki x integer [-Voref] dt +C TP7 1
Voref
Voref
JUMPER2
11 4
S=-kp x -ki x integer [-Voref] dt -kd x [d/dt]
1
11 4
0
11 4
R12
10K
R22
10K
S
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+
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig.6.42. Esquema de la Superficie PID
DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
En este último diseño, lo que tenemos es la señal ~ e = f (VO ) , pero aun nos falta añadir la señal VF para completar la superficie e~ = f (VO ) − VF . Esto lo implementamos con un simple restador de ganancia 1 R31
10k +15V 4
U3A
3 +
PID
1
R32
10k R33 10k
11
2 -
Señal Vc2
Señal a PWM
TL074 -15V
0
Fig.6.43. Diseño de la función e~ = f (VO ) − V F
Fig.6.44. Diseño del control en modo deslizamiento
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Por último, nos faltaría discretizar la señal de la superficie y ésta conectarla directamente a la entrada PWM del driver IR2109. Aquí decidimos en primera instancia utilizar el SG3524, que mediante los operacionales internos que utilizaba y mediante una tensión de rampa comparaba la señal de control y esta la conectaba a la base de un transistor que trabajaba en conmutación. La frecuencia de conmutación, se ajustaba a través de una red RC. Finalmente descartamos esta opción, ya que la alimentación de los operacionales internos del SG3524, estaban alimentados a 5V, y eso nos tendía a saturar la señal de control, con lo que a partir de cierta tensión de entrada (sobre unos 100V) no obteníamos más de 12 V a la salida del convertidor.
Llegamos a la conclusión que los picos de tensión en la
conmutación del trafo provocaban tensiones en las variables sensadas VO y VF superiores a la alimentación interna del modulador SG3524.
La segunda opción, era básicamente igual que la primera, con el cambio que utilizamos operacionales alimentados a ± 15V , de esta forma el rango que conseguíamos era mucho mayor. Por tanto, como tenemos que discretizar la salida, utilizaremos un comparador de Histéresis con el que saturaremos tanto positiva como negativamente la salida dependiendo del signo de la superficie, tal y como vimos en la fig.6.31. En este caso nos hicimos valer de un LM311 en colector abierto, donde conectábamos la función e~ = f (VO ) − VF a la entrada inversora y la salida a la base de un transistor Darlington que posteriormente como veremos a continuación atacará a una báscula.
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+15V
+15V
4
U2
7
8
2
Q1 BC618
+
S
-
3
R1 220ohms
R2 10k
LM311/TO
0
R3 560ohms
-15V
0
Fig.6.45. Comparador de Histéresis
El ciclo de histéresis variará su trayectoria entre +Vcc y –Vcc. La frecuencia de conmutación dependerá de VF . La salida del colector del transistor Darlington irá conectada a una báscula D (4513).
La frecuencia máxima la limitaremos a través de un reloj que lo
implementaremos por un 555, configurado como oscilador astable, al doble de la frecuencia a la cual nosotros queremos trabajar (100kHz), ya que la báscula cogerá sólo los flancos de subida.
De todas formas, hemos decidido
implementar en el oscilador astable, un par de potenciómetros con los que poder variar esta frecuencia.
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+15V +15V U3A
+15V
D
Q CLK
8
R
3
4
LM311/TO
0
R3 560ohms
-15V
R4 10k
1
Al Driv er IR21094
2
4013/FP
0
4
VC C
8
0
GN D
+15V
Q
7
Q1 BC618
VDD
S
7
+
2
14 5
-
3
S
R1 220ohms
6
4
U2
R2 10k
Q
DIS
0
D2 1n4148
CV TR
U1 LM555
GN D
C2 1n
7
THR
10k
D1 1n4148
6
1
5 2
3
R5
R
C1 10n
0
0
Fig.6.46. Circuito discretizador de S(x)
Fig.6.47. Circuito discretizador de S(x)
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7.
PLANOS Y DISEÑO DE LA PCB.
El diseño de los diferentes circuitos impresos que componen el proyecto se ha realizado con el programa de diseño de circuitos electrónicos OrCAD 10.3.
• La planta del convertidor se ha realizado a doble cara, con un buen plano de masa para asegurar un buen drenaje de la corriente hacia el punto común. He intentado en todo momento disponer los componentes de potencia lo más cercanos posibles entre sí. Las pistas que salen del transformador hacia el filtro de salida se han intentado diseñar de forma que pueda fluir la corriente a pleno rendimiento, teniendo en cuenta que como norma general y en base a lo especificado en la normativa, podemos llegar a un compromiso de que cada milímetro de anchura de pista equivaldría a la circulación de 1A. Aprovechando la simetría del convertidor se ha dispuesto los MOSFET como tal y sus redes de protección Snubber lo más cercanos posible a estos.
Se han habilitado dos
conectores de salida, de tipo banana para poder unir tanto las cargas como el lazo de control, así como dos conectores del mismo tipo para inyectar la alimentación de entrada (400 VDC).
• Respecto al diseño de la placa del lazo de control, se ha buscado debido a la dificultad para afinarlo a las características deseadas, que esta fuera lo más polivalente posible, habilitando jumpers a la entrada y salida de los amplificadores operaciones para poderlo hacer lo más versátil posible y poder modificar la señal de entrada en función de las necesidades.
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig.7.1. Circuito driver
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig.7.2. Esquema de la planta HBCC
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig.7.3. Esquema del lazo de Control
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 7.4. Máscara Layout de la capa Top de la planta del convertidor
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig.7.5. Máscara Layout de la capa Bottom de la planta del convertidor
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 7.6. Máscara Layout de la capa de componentes de la planta del convertidor
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 7.7. Máscara Layout de la capa bottom del lazo de control
Fig 7.8. Máscara Layout de la capa Top del lazo de control
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 7.9. Máscara de componentes del lazo de control
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
8.
RESULTADOS EXPERIMENTALES.
Se han graficado los resultados a medida que hemos ido subiendo en tensión. El objetivo ha sido buscar aquel valor de ganancia en el control que nos regulara todas las cargas disponibles, aunque con ello perdiéramos algo de eficiencia, como veremos seguidamente.
• Con E=150V ( aprox)
Fig 8.1. Salida de la báscula y tensión de salida del convertidor Vo [Vin=168V ; =15’1V; f=100kHz; RL1 =33Ω]
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 8.2. Salida de la báscula y tensión de salida del convertidor Vo a plena carga [Vin=162V ; =15’2V; f=100kHz; RL1 = 4,71Ω ]
Fig 8.3. Conmutación en la puerta de los transistores Q1 y Q2 [Vin=168V ; =15’1V; f=100kHz; RL1 =33Ω]
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 8.4. Conmutación en la puerta de los transistores Q1 y Q2 a plena carga [Vin=162V ; =15’2V; f=100kHz; RL1 = 4,71Ω ]
Fig 8.5. Tensiones en el primario del trafo. [Vin=168V ; =15’1V; f=100kHz; RL1 =33Ω]
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 8.6. Tensiones en el primario del trafo a plena carga [Vin=162V ; =15’2V; f=100kHz; RL1 = 4,71Ω ]
Fig 8.7. Tensiones a la salida del secundario del trafo. [Vin=168V ; =15’1V; f=100kHz; RL1 =33Ω]
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 8.8. Tensiones a la salida del secundario del trafo a plena carga [Vin=162V ; =15’2V; f=100kHz; RL1 = 4,71Ω ]
Fig 8.9. Arranque del convertidor en la tensión de salida. [Vin=168V ; =15’1V; f=100kHz; RL1 =33Ω]
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 8.10. Arranque del convertidor en la tensión de salida a plena carga. [Vin=162V ; =15’2V; f=100kHz; RL1 = 4,71Ω ]
• Con E=200V (sólo con PI)
Fig 8.11. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF. [Vin=202V ; =21,5V; f=100kHz; RL1 = 33Ω , Io=0.65A, η = 88'68% ]
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 8.12. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF a plena carga [Vin=202V ; =20,7V; f=100kHz; R L1 = 4,71Ω , Io=4.39A, η = 85'39% ]
Fig 8.13. Salto de carga de la señal de salida RL1 = 33Ω a R L1 = 4,71Ω
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
• Con E=200V (con PID)
Fig 8.14. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; Vo=20,8V; f=100kHz; RL1 = 33Ω , Io=0.63A, η = 85'8% ]
Fig 8.15. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; =19,7V; f=100kHz; RL1 = 4,71Ω , Io=4.18A, η = 81'27% ]
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 8.16. Comparativa de las puertas de los Mosfets Q1 y Q2 con baja carga y plena carga
Se observa claramente el rizado de alta frecuencia provocado por las capacidades internas de los transistores conmutación, capacidad de Miller entre puerta y drenador, y que recibe el nombre de “ringing”. Los dos transistores trabajan de forma complementaria, aunque no simétricamente. Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensión son: ⎡ Kp ⇒ R1 ( pot ) = 95k ⎞ ⎢ Ki ⇒ C = 8,2nF ; R = 1,7 MΩ ⎟ ⎟ i i ⎢ ⎟ ⎢⎣ K d ⇒ Rd = 1,57 MΩ ⎠
• Con E=300V (con PID) A partir de 250 V hemos encontrado dificultades a la hora de ajustar el regulador al ir conectando las cargas, por lo que hemos tenido que realizarlo con el PID completo y no con el PI como habíamos realizado anteriormente.
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
Fig 8.17. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF a baja carga [Vin=305V ; =33,9V; f=100kHz; R L1 = 16.5Ω , Io=2.054A, η = 92'62% ]
8.18. Rizado de la tensión de salida y señal sensada VF a plena carga [Vin=305V ; =32,8V; f=100kHz; R L1 = 6.6Ω , Io=4.96A, η = 89'62% ]
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8.19. Salto de carga de la señal de salida RL1 = 33Ω a R L1 = 6,6Ω
8.20. Señal de salida de la báscula y señal
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
8.21. Señales en el primario del trafo y punto medio del puente a plena carga
8.22. Señales a la salida del trafo a baja carga
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8.22. Señales a la salida del trafo a plena carga
Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensión son: ⎡ Kp ⇒ R1 ( pot ) = 97 k ⎞ ⎢ Ki ⇒ C = 8,2nF ; R = 197 kΩ ⎟ ⎟ i i ⎢ ⎟ ⎢⎣ K d ⇒ Rd = 1,88MΩ ⎠
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9.
AMBIENTALIZACIÓN DEL PFC.
9.1.
ASPECTOS TECNOLOGICOS.
Todos los equipos electrónicos generan en mayor o menor medida interferencias electromagnéticas. Las fuentes de alimentación conmutadas no son una excepción, y por su tipo de funcionamiento, en régimen transitorio y por su constitución (elementos electromagnéticos), generan armónicos y picos de corriente que dan lugar a interferencias (EMI) que afectan a la misma línea de alimentación, a los equipos que posteriormente alimentan o a las mimas personas o seres vivos que se encuentran próximos a ellos. Las interferencias generadas por las fuentes de alimentación conmutadas adquieren mayoritariamente tres formas: • Interferencias conducidas a través de los conductores de salida • Interferencias conducidas a través de su carcasa a tierra. • Interferencias radiadas. La carga y descarga rápida de los condensadores provocan picos de corriente bruscos y exactamente igual pasa con la conmutación sobre los bobinados que provocan grandes cambios en la tensión de sus terminales. Principalmente estas son las causas básicas de radiación electromagnética en las fuentes de alimentación conmutada, pero también existen otros motivos, como es el propio diseño de las pistas de la PCB que pueden llegar a crear bucles que facilitan el acoplamiento de campos magnéticos o las mismas capacidades parásitas inherentes a los propios componentes como es el caso claro del transformador, entre sus propios bobinados, entre los mismo componentes, entre la masa del circuito y las pistas que lo rodean, o los mismo cables que conectan las cargas, etc.
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DISEÑO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC
La totalidad de los bucles internos capaces de acoplar EMI deberían estar construidos idealmente de manera que las corrientes de interferencia sólo circularan dentro de ellos mismos, pero ello es complejo. Las impedancias y capacidades de bucles irregulares causan que, tanto la interferencia de modo diferencial como la de modo común, circulen dentro de todo el sistema formado por la carga, la línea de alimentación y la fuente conmutada. A pesar de que habitualmente se ignoran las EMI de modo común en las especificaciones de las fuentes conmutadas, son también un problema. Estas EMI, comunes a los dos conductores de la entrada o de las salidas, se acoplan a través de capacidades parásitas en la alimentación y es difícil eliminarlas si el resto del diseño ya se ha ultimado. A veces, éstas se intentan eliminar con condensadores de relativa alta capacidad entre los conductores de entrada o de salida y la carcasa de la fuente conmutada; no obstante, esto frecuentemente conlleva dificultades en el sistema de masa y tierra, debiendo tener en cuenta además que el valor de la capacidad está limitado por los reglamentos de seguridad (máximo 4,7nF). Por esta razón el prototipo diseñado, no utiliza la tierra, ya que uno de los objetivos a cumplir era el gran aislamiento galvánico, de esta manera el prototipo se pude considerar un sistema flotante. El sistema utilizado para eliminar, mejor dicho atenuar, las EMI con modo común es el choque inductivo en modo común.
El choque inductivo es un
transformador de banda ancha bobinado de forma bifilar que permite la circulación de corrientes igual y opuestas a través de sus devanados, mientras suprime las corrientes desiguales y opuestas, tal como las debidas a las EMI en modo común. A causa del devanado bifilar, no se crea flujo magnético neto en el choque para corrientes simétricas (iguales y de sentido opuesto); entonces, las señales simétricas no encuentran inductancia cuando pasa a través de él. Para corrientes de moco común (asimétricas), el choque inductivo actúa como una inductancia y atenúa la corriente. Las EMI diferenciales dependen de los componentes pasivos. El choque inductivo del filtro determina el rizado de corriente de los condensadores, los cuales, a su vez,
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determinan la tensión de rizado generada por su ESR, ESL y, en menor grado, su capacidad. Los transitorios inductivos y los efectos normales de los campos magnéticos que se anulan bruscamente, pueden llegar a los megahercios, dependiendo de las inductancias y las capacidades efectivas que se hallen en el camino de la corriente producida por el campo que se anula. La resistencia del conductor controla la amortiguación que, a su vez, controla la envolvente de su espectro. La amplitud del espectro de EMI depende fundamentalmente del nivel de redondeo que se puede conseguir en los flancos de la onda cuadrada. La pendiente de la envolvente del contenido armónico de una onda rectangular real e sólo de 20dB/década, mientras que la transición menos aguda de una onda trapezoidal es de 49dB/década y para un impulso totalmente redondeado es de unos 80dB/década, por tanto, simplemente redondeando lozanitos de la onda cuadrada básica se puede reducirle nivel de EMI generadas en la banda de las altas frecuencias. Esto exige que los diseños de los convertidores incorporen sencillas redes para redondear y alisar los cantos de las ondas cuadradas. Por el contrario, se necesitan ondas cuadradas con altas pendientes para minimizar la disipación de potencia en el transistor y aumentar el rendimiento. Por tanto, se debe llegar al compromiso de minimizar las EMI y maximizar el rendimiento. Las transiciones abruptas (dv/dt) también tienden a provocar la aparición de rizado u oscilaciones en las capacidades parásitas en los devanados de los transformadores y bobinas de los convertidores. El rizado se produce en las bajas frecuencias, donde se pone de manifiesto el acoplamiento con circuitos adyacentes Este rizado se puede amortiguar con el uso de pequeñas redes RC en paralelo con los devanados. Del único parámetro de diseño que se controla es el máximo rendimiento, se puede hacer poco para evitar la generación abundante de los armónicos que están presentes en
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una onda cuadrada. Puede usarse la simetría del ciclo ventajosamente para suprimir los efectos de ciertos armónicos en el transformador de salida. Sin embargo, la cancelación de armónicos seleccionados no resolverá totalmente el problema EMI, aunque puede tener como resultado ventajas e filtrado, al desplazar la frecuencia de rechazo del filtro hacia un valor más alto, proporcionando el uso de componentes algo más pequeños. El uso de una frecuencia de troceado fija facilita también el filtrado. La emisión total de interferencias puede reducirse optimizando la simetría de los impulsos, con lo que se reduce la intensidad media que circula a través de los bucles radiantes internos. Con una metódica selección del material del núcleo y un buen diseño del transformador se puede reducir el nivel de los picos de tensión e intensidad. El tiempo de ascenso de la corriente depende de la forma de la curva de histéresis magnética del material (curva BH). Si se alcanza bruscamente la saturación o hay cambios bruscos del flujo magnético, aumentara la amplitud de los picos. El tiempo de descenso de la corriente depende de la velocidad de conmutación de los transistores y de las reactancias del circuito. Las redes de ayuda a la conmutación, “snubbers”, permiten reducir las interferencias generadas gracias a la reducción de los dv/dt y di/dt, además de permitir utilizar transistores con áreas de seguridad más reducidas y disminuir las pérdidas, aumentando el rendimiento. La reducción de dv/dt disminuye la emisión de interferencias eléctricas y los acoplamientos capacitivos. La reducción de di/dt reduce la emisión de EMI y los acoplamientos inductivos, reduciéndolos transitorios di/dt también se reducen los acoplamientos debidos a masas o conductores comunes. Resumiendo, para controlar el nivel de EMI se puede: aumentar el tiempo ascenso y descenso de los bordes de las ondas cuadradas de conmutación, conectar pequeños condensadores en los extremos de los diodos rectificadores o usar diodo de alta velocidad con recuperación suave, mantener las conexiones los más cortas que sea posible, trenzar fuertemente los cales de señal con sus retornos. Cuando se concibe la disposición de los componentes del convertidor hay que tener presente:
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Mantener las líneas de alta corriente, di/dt lo más cortas que sea posible para reducir el área efectiva del transmisor de interferencias, mantener los conductores de entrada y salida tan lejos como sea posible de los generadores de EMI, mantener sencillos caminos de corriente conmutada para evitar crear bucles de masa.
NORMATIVA RELACIONADA CON LA COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNETICA
La compatibilidad electromagnética se define como la aptitud de un dispositivo, de un aparato o de un sistema para funcionar en un entorno electromagnético, de forma satisfactoria y sin producir en él mismo perturbaciones electromagnéticas intolerables para todo lo que se encuentre en dicho entorno. Se define como perturbación electromagnética aquellos fenómenos electromagnéticos que puedan crear problemas de funcionamiento de un dispositivo, de un aparato o de un sistema.
Una
perturbación
electromagnética
puede
consistir
en
un
ruido
electromagnético, una señal no deseada o una modificación del propio medio de propagación. La inmunidad es la aptitud de un dispositivo, de un aparato o de un sistema para funcionar sin pérdida de calidad en presencia de una perturbación electromagnética. Las normas bajo las cuales se deben diseñar este tipo de prototipos son: EN 50081-2 Norma genérica de emisión. Parte 2: Entorno industrial EN 50083-2 Norma genérica de inmunidad. Parte 2: Entorno industrial EN 55011 Limites y métodos d medida de las características relativas a las perturbaciones radioeléctricas de los aparatos industriales, científicos y médicos (ICM) que producen energía en radiofrecuencia. Cabe destacar que existen dos clases de equipos con relación a los límites perturbación que son:
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• Clase B. Equipos destinados primordialmente a ser utilizados en entornos domésticos. • Clase A. Equipos destinados a entornos industriales. La clase B e más restrictiva que la A. Por ejemplo, el límite de las perturbaciones conducidas en los bornes de alimentación para la clase A es de 60dBµV en la banda de frecuencias de 0,5 a 6MHz y en clase B es de 46dBµV.
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10. CONCLUSIONES.
El objetivo fundamental del proyecto ha sido el diseño e implementación de una fuente de alimentación conmutada HBCC, desarrollado totalmente de forma manual, desde el diseño y construcción del transformador pasando por el filtro de salida, lazo de control, etc. Es obvio decir, que el resultado a nivel de rendimiento no es el mismo, ni el volumen de este tampoco, tanto en que si la construcción de estos bobinados se hubieran hecho de forma más profesional hubieran repercutido en una leve mejora de sus prestaciones y voluminosidad. Podemos llegar a afirmar, que la tecnología planar en la construcción del devanado para este tipo de convertidores sería ideal, y pueden llegar a reducir el volumen de este en casi una tercera parte. Si atendemos a la comparativa con el resto de convertidores, podemos afirmar una de sus ventajas respecto a los Flyback, Push-Pull y Forward, y es que a tensiones elevadas, con este tipo de convertidor nos es suficiente utilizar transistores de potencia que soporten 400V ó 500V mientras que el resto utiliza transistores que soportan el doble y que también su coste en el mercado es mayor. La parte correspondiente al lazo de control, con el doble bucle de realimentación, el típico con el amplificador de error comparado con una muestra de la corriente del filtro de salida, nos facilita la estabilidad del sistema y su control, pasando de un sistema de 4ª orden a uno de primer orden. Sin este tipo de control, cuando el sistema está sometido a transitorios importantes, las prestaciones dinámicas del convertidor son bastante bajas, pero tal y como vemos en los resultados experimentales, el rendimiento del convertidos oscila entre el 80% y el 85%, lo cual a estas altas frecuencias ya se puede considerar un logro importante. Uno de los aspectos importantes de este tipo de control, aunque nosotros no hemos podido comprobar con resultados, es que reduce el problema de las Interferencias Electromagnéticas (EMI).
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Durante el ajuste del control, se ha comprobado, la poca variación que sufre el sistema por el hecho de aplicar el derivador y que la única diferencia observada entre colocarlo o no, es el hecho en que el rizado de salida es ligeramente más suave al conectarlo, pero por el contrario, aumentamos muchísimo la sensibilidad a cualquier ruido “externo”. Al subirlo por encima de los 250V, por el contrario, hemos tenido que tirar del derivador, ya que facilitaba la regulación de la planta. Respecto al diseño y puesta en marcha de la planta, destacar la fuerte dependencia de la señal de salida, respecto al diseño del filtro. Un condensador demasiado pequeño nos genera un rizado muy acusado en la señal. Anotar al respecto del diseño del lazo, que en una primera instancia, se optó por utilizar el modulador PWM (SG3524), pero que una vez diseñado, configurado y puesto en marcha, no podíamos regular a partir de 100V, por lo que tuvimos que descartarlo posteriormente.
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11. BIBLIOGRAFIA.
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Links relacionados [13]
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[14] http://www.voltimum.es/page.jsp?id=/content/reglamentos/NuevaDirectivaCEM&fullsi ze=yes&universe=rebt.ndc.nueva_directiva_CEM
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A N E X O S
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ANEXO 1:
DATASHEETS
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ANEXO 2:
FOTOGRAFIAS
Mesa de trabajo con todo la planta y el instrumental montado
Mesa de trabajo con todo la planta y el instrumental montado
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Vista lateral del convertidor. En primer plano, lazo de control
Vista aérea de todo el montaje del convertidor, sin el sistema de cargas
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Gráfica por pantalla de la báscula y la señal y medidas experimentales a 200V
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