UNIVERSIDAD NACIONAL DEL CENTRO DEL PERU

FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA

“TRANSFERENCIA DE LA MÁXIMA POTENCIA DESDE UN PANEL FOTOVOLTAICO A LA CARGA”

TESIS Para optar el Título Profesional de:

INGENIERO ELECTRICISTA

Presentado por:

Bach. Yenner Manuel CORONEL ORIHUELA

Huancayo - 2011

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DEDICATORIA Dedico este trabajo a todas aquellas personas que han compartido conmigo su tiempo y comprensión. En especial y con todo cariño a mis padres, muchas gracias por tu enseñanza y dedicación.

III

RESUMEN En este trabajo se presenta el diseño de un circuito que nos servirá para minimización de las pérdidas de potencia en conmutación de un convertidor CDCD que se utilizan en el bloque de control de un sistema de energía fotovoltaica. Después de haber calculado los dispositivos que se forman el convertidor reductor resonante que debe ser alimentado por dos paneles fotovoltaicos, para contrastar los resultados obtenidos se simuló en el programa de electrónica de potencia PSIM y se obtuvieron resultados satisfactorios. La técnica que se usó para minimizar los efectos de pérdidas de conmutación fue ZCS (Conmutación a Corriente Cero) logrando una eficiencia en su funcionamiento superior al de conmutación dura. Para el diseño se tomo el sistema fotovoltaico domestico que se utiliza en la mayoría de las zonas rurales de nuestro país que es de 53 W.

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ÍNDICE

CAPITULO 1. ENERGÍA SOLAR Y CELDA FOTOVOLTAICA 1.1 La Energía Solar

3

1.1.1 Calor

4

1.1.2 Electricidad

5

1.2 La Celda Fotovoltaica

8

1.2.1 Principio de funcionamiento de la celda fotovoltaica 1.2.2 Curva característica I-V de iluminación real

8 10

1.2.3 Influencia de la temperatura en los parámetros básicos de una celda fotovoltaica

12

CAPITULO 2. INTERRUPTORES ELECTRÓNICOS 2.1 Diodo

13

2.2 Tiristor

15

2.3 TRIAC

18

2.4 Tiristores Auto Desactivables

20

2.5 Transistores BJT

24

2.6 MOSFET

26

2.7 IGBT

28

2.8 SIT

30

2.9 Selección de Semiconductores de Potencia

31

2.10 Clasificación de los Semiconductores de Potencia

31

V

CAPÍTULO 3. CONVERTIDOR CD-CD 3.1 Reguladores Lineales de Tensión

33

3.2 Convertidor Conmutado Básico

34

3.3 Convertidor Reductor

36

3.3.1 Relaciones entre la tensión y la corriente

36

3.3.2 Análisis con el interruptor cerrado

39

3.3.3 Análisis con el interruptor abierto

40

3.3.4 Rizado de tensión de salida

43

3.4 Consideraciones de Diseño

46

3.5 Efectos No Ideales en el Funcionamiento de un Convertidor

46

3.5.1 Caídas de tensión en los interruptores

46

3.5.2 Pérdidas por conmutación

47

3.6 Funcionamiento del Convertidor con Corriente Discontinua 3.6.1 Convertidor reductor con corriente discontinua

49 49

CAPÍTULO 4. CONVERTIDOR CD-CD EFICIENTE 4.1 Convertidores Resonantes

53

4.2 Circuito Resonante en Serie con Capacitor en Paralelo con la Carga

54

4.3 Convertidor Resonante Conmutado: Conmutación a Corriente Cero

56

4.3.1 Funcionamiento básico

56

4.3.2 Análisis para 0 < t < t1

58

4.3.3 Análisis para t1 < t < t2

58

4.3.4 Análisis para t2 < t < t3

60

4.3.5 Análisis para t3 < t < T

60

VI

4.3.6 Tensión de salida

61

CAPÍTULO 5. DISEÑO Y SIMULACIÓN DEL CONVERTIDOR 5.1 Sistema Fotovoltaico Domestico

63

5.2 Calculo de Componentes del Convertidor

64

5.2.1 Convertidor Reductor

65

5.2.2 Convertidor Resonante

65

5.2 Simulaciones

67

5.2.1 Corriente en Lo y corriente de salida

68

5.2.2 Corriente en Lr y tensión en Cr

69

5.2.3 Corriente y tensión en el interruptor

69

5.2.4 Tensión de excitación y corriente del interruptor

70

5.2.5 Tensión de salida

71

5.2.6 Corriente en Cr y Co

71

5.2.7 Tensiones en Lo y Lr

72

5.3 Dispositivos del Convertidor

72

5.3.1 MOSFET

72

5.3.2 Astable

73

5.3.3 Inductores

74

5.3.4 Capacitores

75

CONCLUSIONES

76

RECOMENDACIONES

78

BIBLIOGRAFÍA

79

ANEXOS

80

INTRODUCCIÓN Dentro de las energías renovables la más importante en la actualidad es la energía solar, y sin lugar a dudas, el aprovechamiento de esta energía es de suma importancia en la producción de electricidad y para poder utilizarlo es necesario el uso de convertidores CD-CD, nuestro trabajo está basado en casi eliminar las pérdidas de potencia por conmutación del interruptor del convertidor. El trabajo se encuentra dividido en cinco capítulos. El capítulo 1 hace una revisión sobre la energía solar como productora de calor y electricidad y de las celdas solares, su principio de funcionamiento y otras características importantes dentro de la generación de la energía solar. El capitulo 2 trata sobre la teoría de los interruptores electrónicos que generalmente se usan en convertidores electrónicos de potencia. El capitulo 3 comienza con el análisis de los Reguladores Lineales de Tensión, para luego comprender el funcionamiento del Convertidor Conmutado Básico y del Convertidor Reductor, también son tratados las consideraciones de diseño del convertidor, los efectos no ideales en el funcionamiento y el funcionamiento del convertidor con corriente discontinua. En el capítulo 4 se analiza como modificar el convertidor reductor descrito en el capitulo anterior de tal modo que la conmutación se produzca cuando la corriente en el interruptor sea cero, utilizando la resonancia con el objetivo de eliminar las pérdidas de potencia por conmutación.

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En el capítulo 5 se indica el procedimiento de diseño del convertidor, tomando como base un sistema fotovoltaico domestico utilizado en las zonas rurales. También se simulada el convertidor mediante el PSIM (programa de electrónica de potencia) comprobando que los cálculos teóricos realizados en el diseño son congruentes.

CAPITULO 1 ENERGÍA SOLAR Y CELDA FOTOVOLTAICA 1.1

LA ENERGÍA SOLAR

El Sol, fuente de vida y origen de las demás formas de energía que el hombre ha utilizado desde los albores de la historia, puede satisfacer todas nuestras necesidades, si aprendemos cómo aprovechar de forma racional la luz que continuamente derrama sobre el planeta. Ha brillado en el cielo desde hace unos cinco mil millones de años, y se calcula que todavía no ha llegado ni a la mitad de su existencia. Durante el presente año, el Sol arrojará sobre la Tierra cuatro mil veces más energía que la que vamos a consumir. El Perú, por su privilegiada situación y climatología, se ve particularmente favorecido, ya que sobre cada metro cuadrado de su suelo inciden al año unos 1.500 kilovatios-hora de energía. Esta energía puede aprovecharse directamente, o bien ser convertida en otras formas útiles como, por ejemplo, en electricidad.

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No sería racional no intentar aprovechar, por todos los medios técnicamente posibles, esta fuente energética gratuita, limpia e inagotable, que puede liberarnos definitivamente de la dependencia del petróleo o de otras alternativas poco seguras, contaminantes o, simplemente, agotables. Es preciso, no obstante, señalar que existen algunos problemas que debemos afrontar y superar. Aparte de las dificultades que una política energética solar avanzada conllevaría por sí misma, hay que tener en cuenta que esta energía está sometida a continuas fluctuaciones y a variaciones más o menos bruscas. Así, por ejemplo, la radiación solar es menor en invierno, precisamente cuando más la solemos necesitar. Es de vital importancia proseguir con el desarrollo de la incipiente tecnología de captación, acumulación y distribución de la energía solar, para conseguir las condiciones que la hagan definitivamente competitiva, a escala planetaria. 1.1.1 Calor Básicamente, recogiendo de forma adecuada la radiación solar, podemos obtener calor y electricidad. El calor se logra mediante los captadores o colectores térmicos, y la electricidad, a través de los llamados módulos fotovoltaicos. Ambos procesos nada tienen que ver entre sí, ni en cuanto a su tecnología ni en su aplicación. Hablemos primero de los sistemas de aprovechamiento térmico. El calor recogido en los colectores puede destinarse a satisfacer numerosas necesidades. Por ejemplo, se puede obtener agua caliente para consumo doméstico o industrial.

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También, y aunque pueda parecer extraño, otra de las más prometedoras aplicaciones del calor solar será la refrigeración durante las épocas cálidas .precisamente cuando más soleamiento hay. En efecto, para obtener frío hace falta disponer de una “fuente cálida”, la cual puede perfectamente tener su origen en unos colectores solares instalados en el tejado o azotea. En los países árabes ya funcionan acondicionadores de aire que utilizan eficazmente la energía solar. Las aplicaciones agrícolas son muy amplias. Con invernaderos solares pueden obtenerse mayores y más tempranas cosechas; los secaderos agrícolas consumen mucha menos energía si se combinan con un sistema solar, y, por citar otro ejemplo, pueden funcionar plantas de purificación o desalinización de aguas sin consumir ningún tipo de combustible. 1.1.2 Electricidad Las celdas fotovoltaicas, dispuestas en paneles solares, ya producían electricidad en los primeros satélites espaciales. Actualmente se perfilan como la solución definitiva al problema de la electrificación rural, con clara ventaja sobre otras alternativas, pues, al carecer los paneles de partes móviles, resultan totalmente inalterables al paso del tiempo, no contaminan ni producen ningún ruido en absoluto, no consumen combustible y no necesitan mantenimiento. Además, y aunque con menos rendimiento, funcionan también en días nublados, puesto que captan la luz que se filtra a través de las nubes. La electricidad que así se obtiene puede usarse de manera directa (por ejemplo para sacar agua de un pozo o para regar, mediante un motor eléctrico), o bien ser

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almacenada en acumuladores para usarse en las horas nocturnas. También es posible inyectar la electricidad generada en la red general, obteniendo un importante beneficio. Si se consigue que el precio de las celdas fotovoltaicas siga disminuyendo, iniciándose su fabricación a gran escala, es muy probable que, para la segunda década del siglo, una buena parte de la electricidad consumida en los países ricos en sol tenga su origen en la conversión fotovoltaica. La energía solar puede ser perfectamente complementada con otras energías convencionales, para evitar la necesidad de grandes y costosos sistemas de acumulación. Así, una casa bien aislada puede disponer de agua caliente y calefacción solares, con el apoyo de un sistema convencional a gas o eléctrico que únicamente funcionaría en los periodos sin sol. El coste de la “factura de la luz” sería sólo una fracción del que alcanzaría sin la existencia de la instalación solar. Efecto fotovoltaico Las aplicaciones de la energía solar fotovoltaica están basadas en el aprovechamiento del efecto fotovoltaico. De forma muy resumida y desde el punto de vista eléctrico, el “efecto fotovoltaico” se produce al incidir la radiación solar (fotones) sobre los materiales que definimos al principio como semiconductores extrínsecos. La energía que reciben estos provenientes de los fotones, provoca un movimiento caótico de electrones en el interior del material. Al unir dos regiones de un semiconductor al que artificialmente se había dotado de concentraciones diferentes de electrones, mediante los elementos denominados

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dopantes, se provocaba un campo electrostático constante que reconducía el movimiento de electrones. Recordemos que este material formado por la unión de dos zonas de concentraciones diferentes de electrones la denominábamos unión PN, pues la celda fotovoltaica en definitiva es esto; una unión PN en la que la parte iluminada será la tipo N y la no iluminada será la tipo P. De esta forma, cuando sobre la celda fotovoltaica incide la radiación, aparece en ella una tensión análoga a la que se produce entre los bornes de una pila. Mediante la colocación de contactos metálicos en cada una de las caras puede “extraerse” la energía eléctrica, que se utilizará para alimentar una carga. Para que se produzca el efecto fotovoltaico debe cumplirse que:

E FOTON 

hc  Eg 

E FOTON eV  

1240  nm 

Por otro lado y dando una explicación desde un punto de vista cuántico, su funcionamiento se basa en la capacidad de transmitir la energía de los fotones de la radiación solar a los electrones de valencia de los materiales semiconductores, de manera que estos electrones rompen su enlace que anteriormente los tenía ligado a un átomo. Por cada enlace que se rompe queda un electrón y un hueco (falta de electrón en un enlace roto) para circular dentro del semiconductor. El movimiento de los electrones y huecos en sentidos opuestos (conseguido por la existencia de un campo eléctrico como veremos posteriormente) genera una corriente eléctrica en el semiconductor la cual puede circular por un circuito

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externo y liberar la energía cedida por los fotones para crear los pares electrónhueco. El campo eléctrico necesario al que hacíamos referencia anteriormente, se consigue con la unión de dos semiconductores de diferente dopado, como vimos al principio de esta sección: Un semiconductor tipo P (exceso de huecos) y otro tipo N (exceso de electrones). Que al unirlos crea el campo eléctrico E. 1.2

LA CELDA FOTOVOLTAICA

Una celda fotovoltaica es un dispositivo capaz de convertir la energía proveniente de la radiación solar en energía eléctrica. La gran mayoría de las celdas fotovoltaicas que actualmente están disponibles comercialmente son de Silicio mono o policristalino. El primer tipo se encuentra más generalizado y aunque su proceso de elaboración es más complicado, suele presentar mejores resultados en cuanto a su eficiencia. Por otra parte, la experimentación con materiales tales como el Telurio de Cadmio o el Diseleniuro de Indio-Cobre está llevando a las celdas fabricadas con estas sustancias a situaciones próximas ya a aplicaciones comerciales, contándose con las ventajas de poderse trabajar con tecnologías de láminas delgadas. 1.2.1 Principio de funcionamiento de la celda fotovoltaica Cuando conectamos una celda fotovoltaica a una carga y la celda está iluminada, se produce una diferencia de potencial en extremos de la carga y circula una corriente por ella (efecto fotovoltaico). La corriente entregada a una carga por una celda fotovoltaica es el resultado neto de dos componentes internas de corriente que se oponen. Estas son:

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Corriente de iluminación: debida a la generación de portadores que produce la iluminación. Iph = IL Corriente de oscuridad: debida a la recombinación de portadores que produce la tensión externa necesaria para poder entregar energía a la carga.   eV I D V   I 0 exp  1 KTC  

Los fotones serán los que formaran, al romper el enlace, los pares electrón-hueco y, debido al campo eléctrico producido por la unión de materiales en la celda de tipo P y N, se separan antes de poder recombinarse formándose así la corriente eléctrica que circula por la celda y la carga aplicada. Algunos fotones pueden no ser aprovechados para la creación de energía eléctrica por diferentes razones: -

Los fotones que tienen energía inferior al ancho de banda prohibida del semiconductor atraviesan el semiconductor sin ceder su energía para crear pares electrón-hueco.

-

Aunque un fotón tenga una energía mayor o igual al ancho de banda prohibida puede no ser aprovechado ya que una celda no tiene la capacidad de absorberlos a todos.

-

Además, los fotones pueden ser reflejados en la superficie de la celda.

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1.2.2 Curva característica I-V de iluminación real La curva I-V de una celda fotovoltaica representa pares de valores de tensión e intensidad en los que puede encontrarse funcionando la celda. Los valores característicos son los siguientes: Tensión de circuito abierto (Voc): que es el máximo valor de tensión en extremos de la celda y se da cuando esta no está conectada a ninguna carga. Corriente de cortocircuito (Isc): definido como el máximo valor de corriente que circula por una celda fotovoltaica y se da cuando la celda está en cortocircuito.

Figura 1.1. Circuito equivalente de una celda fotovoltaica La siguiente ecuación representa todos los pares de valores (I/V) en que puede trabajar una celda fotovoltaica.

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 eV  IRS   V  IRS I  I L  I 0 exp  1  KTC RP  

También se puede expresar con:   VOC V    I  I SC 1  e mKT   

Punto de máxima potencia "PMP" (PM): Es el producto del valor de tensión máxima (VM) e intensidad máxima (IM) para los que la potencia entregada a una carga es máxima. Factor de forma (FF): Se define como el cociente de potencia máxima que se puede entregar a una carga entre el producto de la tensión de circuito abierto y la intensidad de cortocircuito, es decir:

FF 

I M VM VOC I SC

Eficiencia de conversión energética o rendimiento: Se define como el cociente entre la máxima potencia eléctrica que se puede entregar a la carga (PM) y la irradiancia incidente (PL) sobre la celda que es el producto de la irradiancia incidente G por el área de la celda S:



PM I M VM  PL PL

Dichos parámetros se obtienen en unas condiciones estándar de medida de uso universal según la norma EN61215. Irradiancia: 1000W/m2 (1 KW/m2)

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Distribución espectral de la radiación incidente: AM1.5 (masa de aire) Incidencia normal. Temperatura de la celda: 25ºC TONC o temperatura de operación nominal de la celda: Dicho parámetro se define como la temperatura que alcanzan las celdas fotovoltaicas cuando se someten a las siguientes condiciones de operación: Irradiancia: 800W/m2 Distribución espectral de la radiación incidente: AM1.5 (masa de aire) Incidencia normal Temperatura ambiente: 20ºC Velocidad del viento: 1m/s 1.2.3 Influencia de la temperatura en los parámetros básicos de una celda fotovoltaica Al aumentar la temperatura de la celda empeora el funcionamiento de la misma: -

Aumenta ligeramente la Intensidad de cortocircuito.

-

Disminuye la tensión de circuito abierto, aproximado: -2.3 mV/ºC

-

El Factor de Forma disminuye.

-

El rendimiento decrece.

CAPITULO 2 INTERRUPTORES ELECTRÓNICOS 2.1

DIODO

Es el dispositivo más básico de la electrónica de potencia, está constituido por una juntura semiconductora NP su encendido se realiza cuando la tensión entre su ánodo y cátodo supera la tensión de ruptura de la componente (vak _ vto). Esta tensión de ruptura se encuentra en baja potencia alrededor de 0,7V para componentes en silicio y en 0,3V para germanio. En electrónica de potencia los diodos son de silicio y su tensión de ruptura esta en el rango de 1 V a 2 V. En la figura 2.1, se presenta el símbolo eléctrico del dispositivo y su esquema como semiconductor.

(a) Símbolo

(b) Esquema Figura 2.1. Diodo

(c) Foto

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El apagado de esta componente se realiza cuando la corriente cruce por cero (iD = 0) lo cual origina la restitución de la barrera de potencial en la juntura NP. En la figura 2.2, se presenta la curva de tensión corriente del diodo, esta característica depende de la temperatura de operación de la componente. En la gráfica se puede observar que la componentes no comienza a conducir corriente hasta que la tensión entre sus terminales no es mayor a la tensión de ruptura (vak _ vto), generalmente este dato así como el inverso de la pendiente de curva en la zona de conducción (RD) son suministrados por el fabricante en la hoja de datos del dispositivo.

Figura 2.2. Característica real del diodo En la tabla 2.1, se presentan las principales características de los diodos que existen actualmente en el mercado:

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Tabla 2.1. Tipos de diodos Tensión Corriente Frecuencia (kV) (kA) (kHz) 5.0 5.0 1.0 6.0 3.5 1.0 Uso General 0.6 9.57 1.0 2.8 1.7 20.0 4.5 1.95 20.0 Alta Velocidad 6.0 1.1 20.0 0.6 .017 30.0 Schottky 0.15 0.08 30.0 Tipo

Debido a que la tensión de ruptura de los diodo es inferior al 0.1% de la tensión en conducción se puede idealizar la curva característica de la componente mostrada en la figura 2.2, para los fines de análisis y consideraciones del efecto sobre la carga y red de alimentación, a la característica que se muestra en la figura 2.3.

Figura 2.3. Característica ideal del diodo 2.2

TIRISTOR

El Tiristor o SCR está conformado por tres junturas NP en serie, este dispositivo reemplazo al los tiratrones y posee controlo de encendido a través del suministro

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de un pulso de corriente en el orden de los 20mA en la compuerta de disparo o gate, adicionalmente requiere polarización ánodo cátodo positiva (vak > 0). Su apagado al igual que los diodos depende de que la corriente cruce por cero. En la figura 2.4, se presenta su simbología, terminales y esquema como semiconductor. Adicionalmente, en la figura 2.5 se presenta la forma de construir un tiristor a partir de dos transistores BJT (PNP y NPN).

(a) Símbolo

(b) Esquema como Semiconductor

(c) Foto

Figura 2.4. Tiristor o SCR

(a) Esquema Semiconductor

(b) Esquema por Componentes

Figura 2.5. Tiristor a partir de transistores En la figura 2.6, se presenta la característica tensión corriente del dispositivo, la tensión de ruptura de los tiristores se encuentra entre 1V y los 2V aproximadamente.

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Figura 2.6. Característica de los tiristores En la tabla 2.2, se presentan las principales características de los tiristores que existen actualmente en el mercado: Tabla 2.2. Tipos de tiristores Tensión Corriente Frecuencia (kV) (kA) (kHz) 4.5 3.0 20.0 Bloque Inverso 6.0 2.3 20.0 4.5 3.7 20.0 6.5 4.2 0.06 2.8 1.5 0.06 Conmutados por línea 5.0 4.6 0.06 5.0 3.6 0.06 5.0 5.0 0.06 2.8 1.85 20.0 Alta Velocidad 1.8 2.1 20.0 Bidireccionales 4.2 1.92 20.0 RCT (Con diodo en antiparalelo) 2.5 1.0 20.0 Conducción Inversa 2.5 1.0 5.0 Gatt (Tracción) 1.2 0.40 20.0 Fototiristor o Lumínicos 6.0 1.5 0.400 Tipo

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Al igual que los diodos, la tensión de ruptura de los tiristores es inferior al 0.1% de la tensión en conducción, esto permite idealizar la curva característica de la componente mostrada en la figura 2.6, para los fines de análisis y consideraciones del efecto sobre la carga y red de alimentación, a la característica que se muestra en la figura 2.7.

Figura 2.7. Característica ideal del tiristor 2.3

TRIAC

El Triac está conformado por dos tiristores en antiparalelo, también se le conoce como relé de esta sólido y su aplicación más común es la del los dimer de luz para bombillos incandescentes. Ambos tiristores se construyen sobre la misma pastilla de silicio con la finalidad que tengan características similares a fin que la onda sea simétrica en ambos semi ciclos de operación, esta componente es bidireccional en corriente. En la figura 2.8, se presenta el símbolo del dispositivo.

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(a) Símbolo

(b) Foto Figura 2.8. TRIAC

La ventaja de utilizar este dispositivo en lugar de dos tiristores en configuración antiparalelo es que solo se requiere un circuito de disparo. En la figura 2.9, se presenta la característica de tensión corriente del dispositivo.

Figura 2.9. Característica del TRIAC En la tabla 2.3, se presentan las principales características de los triac que existen actualmente en el mercado: Tabla 2.3. Tipos de TRIAC Tensión Corriente Frecuencia (kV) (kA) (kHz) Uso General 1.2 0.3 0.4 Tipo

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En la figura 2.10, se presenta la característica ideal de la componente que se utilizara para el análisis tanto en la carga como en la fuente de alimentación.

Figura 2.10. Característica ideal del TRIAC 2.4

TIRISTORES AUTO DESACTIVABLES

Estos dispositivos tienen control de encendido y apagado a través de la compuerta, dependiendo la tecnología de diseño los requerimientos de encendido y apagado difieren entre uno y otro. Para el caso del GTO que se basa en la tecnología de los tiristores se requiere para su encendido tensión positiva ánodo cátodo y un pulso de corriente por el gate de 20mA, mientras que para el apagado se requiere un pulso de corriente que puede oscilar hasta un 10% de la corriente de conducción. El MCT que se basa en la tecnología de los transistores BJT requiere para su encendido y apagado, la existencia o no de un pulso de corriente, este pulso depende de la ganancia hfe del componente y de la corriente de conducción. El SITH está basado en la tecnología de los MOSFET y requiere para el

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encendido y apagado un pulso de tensión en el gate adicionalmente de la polarización en directo al igual que el MCT. Otros tiristores auto desactivables de tecnología híbrida son: el MTO fue desarrollado por Silicon Power Company y es una combinación de un GTO y un MOSFET para realizar el apagado de la componente. El ETO es un dispositivo que combina el MOS y GTO tomando las ventajas de ambas componentes, el manejo de potencia del GTO y el encendido y apagado por tensión del MOS. El ETO fue inventado en el Virginia Power Electronics Center, en colaboración con SPO. El IGCT es la combinación de un GTO de conmutación permanente, con un activador de compuerta en tarjeta de circuito impreso multicapa que toma la corriente del cátodo por un 1µs y la aplica en el gate para el apagado de la componente. En la figura 2.11, se presenta el símbolo de los diferentes tiristores auto desactivables. En la figura 2.12 se presenta la foto de un GTO.

(a) GTO

(b) IGCT

(c) MCT

(d) SITH

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(e) MTO

(f) ETO

Figura 2.11. Tiristores auto desactivables (símbolo y esquema)

Figura 2.12. GTO En la figura 2.13, se presenta la característica de tensión corriente de los tiristores autodesactivables. En la tabla 2.4, se presentan las principales características de los tiristores autodesactivables que existen actualmente en el mercado:

Figura 2.13. Característica de los tiristores auto desactivables

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Tabla 2.4. Tipos de tiristores auto desactivables Tensión Corriente Frecuencia (kV) (kA) (kHz) GTO 4.5 4.0 10.0 HD-GTO 4.5 3.0 10.0 Pulso-GTO 5.0 4.6 10.0 4.5 0.25 5.0 MCT 1.4 0.065 5.0 MTO 4.5 0.5 5.0 ETO 4.5 4.0 5.0 IGCT 4.5 3.0 5.0 SITH 4.0 2.2 20.0 Tipo

A igual que los tiristores la tensión de ruptura de los componentes auto desactivables son menores al 0,1%de la tensión de diseño por lo cual la característica de la figura 2.13, se puede idealizar a fines de realizar lo análisis del impacto en la carga y fuente de alimentación de convertidores construidos con este tipo de dispositivo. Se puede destacar que estos componentes solo permiten la conducción unidireccional de la corriente. En la figura 2.14, se presente la característica ideal de los tiristores autodesactivables.

Figura 2.14. Característica ideal de los tiristores auto desactivables

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2.5

TRANSISTORES BJT

Los transistores BJT más utilizados en la electrónica de potencia son los NPN, y su operación se centra en corte y saturación, es decir, como interruptor electrónico. En la figura 2.15, se presenta es símbolo de un transistor NPN destacando sus terminales. Recordemos que para que un transistor NPN se encuentre polarizado es necesario que la tensión del colector sea mayor a la de la base y esta mayor que la del emisor (vC > vB > vE) en por lo menos 0,7V. La polarización de este dispositivo se realiza por corriente y es de la forma:

ibase 

icolector i  emisor hhe  1 hhe

(7.1)

Figura 2.15. Transistor NPN Para operar el transistor en corte es necesario suministra cero corriente por la base, generalmente para evitar operaciones no deseadas que pudiesen colocar el dispositivo en la zona activa de operación por corrientes inducidas en los circuitos de disparo se coloca corriente negativa en la base a fin de garantizar la operación en corte de la componente. La condición para operar el transistor en saturación es que la corriente de la base debe ser mayor o igual a la del colector en conducción entre la ganancia de corriente del dispositivo o hfe.

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Figura 2.16. Característica del transistor NPN

Figura 2.17. Característica ideal del transistor en corte y saturación



ibasesaturación  icolectoroperación

 h1

(7.2)

fe

En la figura 2.16, se presenta la característica de operación del transistor NPN, se puede observar como la zona de operación de la componente depende de la corriente de base utilizada para su polarización. La ganancia (hfe) típica de los transistores de potencia en corriente esta alrededor de 50. En la figura 2.17, se presenta la característica ideal de la componente como interruptor electrónico, es decir, en la zona de corte y saturación. Esta componente

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es unidireccional en corriente y requiere siempre la presencia de la señal en la base para su operación. En la tabla 2.5, se presentan las principales características de los transistores BJT de potencia que existen actualmente en el mercado: Tabla 2.5. Tipos de transistores BJT de potencia Tensión Corriente Frecuencia (kV) (kA) (kHz) 0.4 0.25 25.0 Individual 0.4 0.04 30.0 0.63 0.05 35.0 Darlington 1.2 0.40 20.0 Tipo

2.6

MOSFET

Los MOSFET más utilizados en electrónica de potencia son los canal N, su símbolo se presentan en la figura 2.18, al igual que los transistores BJT su operación se reduce a interruptor electrónica, es decir, en corte y operación. La ventaja de este dispositivo en relación con el BJT es su polarización en tensión y alta impedancia de entrada.

(a) Símbolo

(b) Foto Figura 2.18. MOSFET

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En la figura 2.19, se presenta la característica de operación de los MOSFET en función de la tensión gate source. En la tabla 2.6, se presentan las principales características de los transistores MOSFET de potencia que existen actualmente en el mercado: Tabla 2.6. Tipos de transistores MOSFET de potencia Tensión Corriente Frecuencia (kV) (kA) (kHz) Individual 0.8 0.0075 100.0 0.8 0.0078 125.0 COOLMOS 0.6 0.04 125.0 1.0 0.0061 125.0 Tipo

En la figura 2.20, se presenta la característica ideal del componente como interruptor electrónico,

Figura 2.19. Característica de operación del MOSFET Es decir, en la zona de corte y saturación. Esta componente es unidireccional en corriente y requiere siempre la presencia de la señal en el gate para su operación.

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Figura 2.20. Característica ideal de corte y saturación del MOSFET 2.7

IGBT

Los transistores de compuerta aislada o IGBT combinan las características de los MOSFET de alta impedancia de entrada y polarización en tensión con la baja impedancia de salida de los BJT lo que ocasiona alta ganancia de corriente. Esta componente se construye colocando en cascada un MOSFET que polariza un par de BJT, su símbolo y esquema interno se presenta en la figura 2.21.

(a) Símbolo

(b) Esquema Interno

(c) Foto

Figura 2.21. IGBT En la figura 2.22, se presenta la característica de operación del IGBT, en función de la tensión base emisor de polarización (vBE).

29

Figura 2.22. Característica de operación del IGBT En la tabla 2.7, se presentan las principales características de los transistores IGBT de potencia que existen actualmente en el mercado: Tabla 2.7. Tipos de transistores IGBT de potencia Tensión Corriente Frecuencia (kV) (kA) (kHz) 2.5 2.4 100 1.2 0.052 100 Individual 1.2 0.025 100 1.2 0.08 100 1.8 2.2 100 HVIGBT (Sencillo) 6.5 1.2 100 HVDIODE (Dual) 6.5 1.2 100 Tipo

En la figura 2.23, se presenta la característica ideal de operación del IGBT como interruptor electrónico de potencia, es decir en corte y saturación.

Figura 2.23. Característica ideal de corte y saturación del IGBT

30

2.8

SIT

El SIT es el FET de electrónica de potencia, su símbolo se presenta en la figura 2.24, su aplicación se reserva para altas frecuencias.

Figura 2.24 SIT En la figura 2.25, se presenta la característica de operación del dispositivo en función de la tensión de polarización gate source y su característica ideal como interruptor electrónico.

(a) Real

(b) Interruptor Electrónico

Figura 2.25. Características de operación del SIT En la tabla 2.8, se presentan las principales características de los transistores SIT de potencia que existen actualmente en el mercado:

31

Tabla 2.8. Tipos de transistores SIT de potencia Tensión Corriente Frecuencia (kV) (kA) (kHz) Individual 1.2 0.30 100.0 Tipo

2.9

SELECCIÓN DE SEMICONDUCTORES DE POTENCIA

La selección de un dispositivo de potencia, para una determinada aplicación, no depende únicamente de los niveles de la tensión y corriente requeridos, también dependen de su característica de conmutación, niveles de perdidas en los tres estados de operación (conducción, bloqueo y conmutación), y del grado de controlabilidad y frecuencia para encendido y apagado que requiera la aplicación. Los niveles de pérdidas que pueden manejar la componente dependen de su capacidad de disipación de calor al medio ambiente que está estrechamente ligada con su disipador. 2.10

CLASIFICACIÓN DE LOS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA

Los semiconductores de potencia se pueden clasificar de acuerdo a su grado de controlabilidad para el encendido y apagado, así como por su capacidad de soportar corriente y tensión unidireccional o bidireccional como: -

Activación y desactivación sin control.

-

Activación controlada y desactivación sin control.

-

Activación y desactivación controlada.

-

Requerimiento de encendido por nivel de compuerta.

-

Requerimiento de encendido por flanco de compuerta.

-

Capacidad de tensión bipolar.

32

-

Capacidad de tensión unipolar.

-

Corriente bidireccional.

-

Corriente Unidireccional.

En la tabla 2.9, se presentan las características de conmutación de cada uno de los semiconductores de potencia de acuerdo a su grado de controlabilidad. Tabla 2.9. Características de conmutación de los semiconductores de potencia Señal de Compuerta

Control

Tensión

Corriente

Dispositivo Continua

Pulso

Diodo

Encendido

Apagado

X

Unipolar

Bipolar

Unidireccional

X

X X

BJT

X

X

X

X

MOSFET

X

X

X

X

IGBT

X

X

X

X

X

SIT

X

X

X

X

X

Bidireccional

X

SCR

X

X

X

RCT

X

X

X

X

TRIAC

X

X

X

X

GTO

X

X

X

X

X

MTO

X

X

X

X

X

ETO

X

X

X

X

X

IGCT

X

X

X

X

X

SITH

X

X

X

X

X

X

X

X

X

MCT

X

X

CAPÍTULO 3 CONVERTIDOR CD-CD Los convertidores CD-CD son circuitos electrónicos de potencia que convierten una tensión continua en otro nivel de tensión continua y, normalmente, proporcionan una salida regulada. Para comenzar con el diseño del convertidor propuesto en este trabajo, es importante en primer lugar estudiar el funcionamiento de un convertidor reductor con conmutación dura, analizando sus características de la tensión y corriente, y sobre todo las pérdidas que se presentan en la conmutación del interruptor. 3.1

REGULADORES LINEALES DE TENSIÓN (1)

Un método para convertir una tensión directo a otro de valor más bajo es utilizar el sencillo circuito de la Figura 2.1. La tensión de salida es: V0 = IL RL Donde la corriente de carga está controlada por el transistor. Ajustando la corriente de base del transistor se puede controlar la tensión de salida en el rango comprendido entre 0 y VS. 1

Pag. 201. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001

34

También, ajustando la corriente de base del transistor se pueden compensar las variaciones de la tensión de entrada o las variaciones de la carga y, así, regular la salida. A este circuito se le llama convertidor CD - CD lineal o regulador lineal de tensión debido a que el transistor opera en la región lineal.

Figura 2.1. Regulador lineal básico Aunque esta es una manera muy sencilla de reducir la tensión de entrada directa y regular la salida, la baja eficiencia de este circuito es una desventaja importante en las aplicaciones de potencia. La potencia absorbida por la carga es V0IL y la potencia absorbida por el transistor es VCEIL, suponiendo una corriente de base pequeña. La pérdida de potencia en el transistor es la causante de la baja eficiencia del circuito. 3.2

CONVERTIDOR CONMUTADO BÁSICO (2)

Una alternativa más eficiente al regulador lineal es el convertidor conmutado. En un convertidor conmutado, el transistor funciona como un interruptor electrónico, al estar completamente activado o completamente desactivado. A este circuito también se le conoce como troceador de continua (dc chopper). Para ejemplificar a un convertidor conmutado se tiene el circuito de la Figura 2.2. 2

Pag. 202. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001

35

Se supone que el circuito es ideal, entonces la salida es igual a la entrada cuando el interruptor está cerrado y cero cuando está abierto. La apertura y cierre periódicos del interruptor producen la salida de pulsos mostrada en la Figura 2.2c, la media o componente directa de la salida es: T

V0 

DT

1 1 v0 (t )dt   V S dt  V S D  T 0 T 0

(2.1)

La componente directa de la salida se controla ajustando el ciclo de trabajo D, que es la fracción del periodo en la que el interruptor está cerrado:

D

t conduccion t  conduccion  t conduccion f t conduccion  t corte T

(2.2)

Siendo f la frecuencia de conmutación en Hertz.

Figura 2.2. (a) Convertidor CD-CD básico conmutado. (b) Equivalente para conmutación. (c) Tensión de salida

36

La potencia absorbida por el interruptor ideal es cero. Cuando el interruptor está abierto no pasa corriente por él; y cuando está cerrado, no hay caída de tensión. Por tanto, la carga absorbe toda la potencia y la eficiencia de energía es del 100%. Sin embargo, en un interruptor real se producen pérdidas debido a que la tensión en el interruptor no será cero cuando conduzca y el interruptor deberá pasar por la región lineal al pasar de un estado a otro (ver Figura 2.6). 3.3

CONVERTIDOR REDUCTOR (3)

En algunas aplicaciones puede ser suficiente controlar la componente de directa de una salida de pulsos, pero muchas veces el objetivo es producir una salida continua pura. Una manera de obtener una salida directa en el circuito de la figura 2.2 es insertar un filtro pasa bajas después del interruptor. En la figura 2.3 se muestra un filtro pasa bajas con un inductor y un capacitor (LC) añadido al convertidor básico. El diodo proporciona un camino a la corriente del inductor cuando el interruptor se encuentra abierto y se polariza en inversa cuando el interruptor está cerrado. Este circuito se llama convertidor reductor, porque la tensión de salida es menor que el de entrada. 2.3.1 Relaciones entre la tensión y la corriente Sí el filtro es ideal, la tensión de salida es la media de la tensión de entrada del filtro. La entrada del filtro vx, es VS cuando el interruptor está cerrado y cero cuando está abierto, siempre que la corriente en el inductor sea positiva y el diodo

3

Pag. 202. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001

37

conduzca. Si el interruptor se cierra de forma periódica con un ciclo de trabajo D, la tensión media en la entrada del filtro es VSD. Para el análisis, se supone que el diodo está activado siempre que el interruptor esté abierto, y que la corriente en el inductor es positiva. A una corriente en el inductor que es positiva en todo intervalo de conmutación se le denomina corriente permanente. Por el contrario, la corriente discontinua se caracteriza por que la corriente en el inductor pasa por cero en cada período. Otra forma de analizar el comportamiento del convertidor reductor es examinando la corriente y la tensión en el inductor. Este método de análisis será útil para diseñar el filtro. A continuación se enumeran las propiedades del convertidor reductor cuando funciona en régimen permanente: 1. La corriente en el inductor es periódica: IL(t+T) = iL(t) 2. La tensión media en el inductor es cero:

VL 

1 T

t T

 v  d  0 L

t

3. La corriente media en el capacitor es cero:

IC 

1 T

tT

 i  d  0 C

t

4. La potencia entregada por la fuente es igual a la suministrada por la carga.

38

Cuando los componentes no son ideales, la fuente también suministra las pérdidas: PS = P0

(ideal)

PS = P0 + pérdidas

(no ideal)

Figura 2.3. (a) Convertidor CD-CD reductor. (b) Circuito equivalente cuando el interruptor está cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el interruptor está abierto.

39

Para analizar el convertidor reductor, también se supone que: 1. El circuito opera en régimen permanente. 2. La corriente en el inductor es permanente (siempre positiva). 3. El valor del capacitor es muy grande y la tensión de salida se mantiene constante a V0. 4. El periodo de conmutación es T; el interruptor estará cerrado en un tiempo DT y estará abierto el resto del tiempo, (1-D)T. 5. Los componentes son ideales. 3.3.2 Análisis con el interruptor cerrado El diodo se polariza en inversa y el circuito equivalente es el mostrado en la Figura 2.3b. La tensión en el inductor es:

v L  VS  V0  L

di L dt

di L VS  V0  dt L

Como la derivada de la corriente es una constante positiva, la corriente aumenta linealmente como se muestra en la Figura 2.3b. La variación de corriente cuando el interruptor está cerrado se calcula modificando la ecuación anterior:

di L i L i L VS  V0    dt t DT L

i L cerrado   VS  V0  DT 

L



40

Figura 2.4. Formas de onda del convertidor reductor. (a) Tensión en el inductor. (b) Corriente en el inductor. (c) Corriente en el capacitor. 3.3.3 Análisis con el interruptor abierto El diodo se activa para dejar pasar la corriente del inductor y se aplica el circuito equivalente de la Figura 2.3c. La tensión en el inductor es:

v L  V0  L

di L dt

di L  V0  dt L

La derivada de la corriente en el inductor es una constante negativa, y la corriente disminuye linealmente como puede observarse en la Figura 2.3b. La variación de corriente en el inductor cuando el interruptor está abierto es:

41

 V0 i L i L   1  D T L t

i L abierto

V   0  L

 1  D T 

En la operación en régimen permanente es necesario que la corriente en el inductor sea la misma al final y al principio de cada ciclo de conmutación, por lo que la variación neta de iL en un periodo será cero. Para ello se debe cumplir:

i L cerrado  i L abierto

0

 V S  V0  V    DT   0 1  D T  0  L   L Despejando V0 Vo = VSD Que es el mismo resultado que el proporcionado por la ecuación 2.1. Una forma alternativa de calcular la tensión de salida se basa en la tensión del inductor como se muestra en la Figura 2.4a. Dado que la tensión media en el inductor es cero en régimen permanente, VL = (VS – Vo)DT + (-Vo)(1 - D)T = 0 Al despejar V0 en la ecuación anterior se obtiene el mismo resultado de la ecuación anterior. La tensión de salida sólo depende de la entrada y del ciclo de trabajo D. Si la tensión de entrada fluctúa, la tensión de salida puede regularse ajustando el ciclo de trabajo adecuadamente. Se tiene que colocar un bucle de retroalimentación

42

para muestrear la tensión de salida, compararla con una referencia y configurar correctamente el ciclo de trabajo del conmutador. La corriente media en el inductor debe ser igual a la corriente media en la resistencia de carga, porque la corriente media en el condensador debe ser nula cuando opera en régimen permanente:

IL  IR 

V0 R

Los valores máximo y mínimo de la corriente en el inductor se calculan de la siguiente manera:

I max  I L 

 1 1  D   iL V0 1 V0     1  D T   V0   2 R 2 L 2 Lf   R

I min  I L 

 1 1  D   iL V0 1 V0     1  D T   V0   2 R 2 L 2 Lf   R

(2.4)

Siendo f = 1/T la frecuencia de conmutación en Hz. Para que todo el análisis anterior sea válido, es necesario verificar que existe corriente permanente en el inductor. Una forma sencilla de realizar esta comprobación es calcular la corriente mínima en el inductor. Como el valor mínimo de la corriente en el inductor debe ser positivo para tener una corriente permanente, no está permitido que el mínimo calculado sea negativo, debido al diodo y dicha situación indicará que la corriente es discontinua. El circuito funcionará con corriente discontinua en el inductor pero se debe realizar otro análisis.

43

Para determinar la combinación de L y f que producirán una corriente permanente se toma como condición que Imín = 0, este es el límite entre corriente permanente y corriente discontinua,  1 1  D   I min  0  V0   2 Lf  R

Lf min  1  D R 2

Lmin 

1  D R 2

(2.5)

Siendo Lmín la inductancia mínima necesaria para que exista corriente permanente en el circuito de la Figura 2.3a. 3.3.4 Rizado de tensión de salida Para el análisis anterior se ha supuesto que el capacitor es muy grande para que la tensión de salida fuese constante. En la práctica no será posible mantener perfectamente la tensión de salida con una capacitancia finita. La variación periódica de la tensión de salida, o rizado, se calcula a partir de la relación entre la tensión y la corriente en el capacitor. La corriente en el capacitor es: iC = iL - iR dicha corriente se muestra en la Figura 2.4a. El capacitor se cargará mientras la corriente en el mismo sea positiva. Aplicando la definición de capacidad, Q = CVo

44

ΔQ = CΔVo

V0 

Q C

la variación de la carga, ΔQ, es el área del triángulo situado por encima del eje de tiempo: 1  T  i  Ti L Q    L   2  2  2  8

Figura 2.5. Formas de onda del convertidor reductor. (a) Corriente en el capacitor. (b) Tensión de rizado en el capacitor. con lo que obtenemos

V0 

Ti L 8C

45

En esta ecuación, ΔV0 es la tensión de rizado pico a pico en la salida, mostrada en la Figura 2.4b. También es útil expresar el rizado como una fracción de la tensión de salida:

V0 

TV0 1  D T  V0 1  D2  8CL 8LCf

V0 1 D  V0 8LCf 2 si el rizado no es muy grande (inferior al 1% de la tensión de salida en directa), la suposición de que la salida es constante es razonable, y el análisis anterior será válido. Dado que se supone a los componentes del convertidor ideales, la potencia entregada por el generador debe ser igual a la potencia absorbida por la resistencia de carga: PS = P0 VSIS = V0I0

V0 I S  VS I 0 Se observa que la relación anterior es similar a la relación tensión - corriente de un transformador en las aplicaciones de alterna. Por lo tanto, el circuito convertidor reductor de la Figura 2.3a es equivalente a un transformador de continua.

46

3.4

CONSIDERACIONES DE DISEÑO (4)

Los valores nominales del alambre del inductor deben poder tolerar la corriente eficaz, y el núcleo no deberá saturarse para la corriente de pico de la bobina. Debe seleccionarse un capacitor para limitar el rizado de la salida en función de las especificaciones de diseño, de manera que soporte la tensión pico de salida y conduzca la corriente eficaz necesaria. El interruptor y el diodo deben soportar la tensión máxima cuando estén desactivados y la corriente máxima cuando estén activados. No deben superarse los valores nominales de temperatura, por lo que posiblemente será necesario utilizar un disipador de calor. 3.5

EFECTOS NO IDEALES EN EL FUNCIONAMIENTO DE UN CONVERTIDOR (5)

3.5.1 Caídas de tensión en los interruptores Todos los cálculos anteriores se han realizado suponiendo que los interruptores eran ideales. Las caídas de tensión en los transistores y diodos cuando están conduciendo pueden afectar significativamente el funcionamiento del convertidor, en especial cuando las tensiones de entrada y de salida son bajas. En el diseño de convertidores CD-CD hay que tener en cuenta los componentes no ideales. Se utilizará el convertidor reductor para mostrar los efectos de caídas de tensión en los conmutadores.

4 5

Pag. 211. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001 Pag. 228. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001

47

Basándonos de nuevo en el análisis del convertidor reductor de la Figura 2.3a, las relaciones de entrada-salida se han determinado utilizando la tensión y la corriente del inductor. Cuando se producen caídas de tensión distintas de cero en los interruptores en conducción, la tensión en el inductor con el interruptor cerrado es: vL = VS – V0 – VQ siendo VQ la tensión del interruptor en conducción. Con el interruptor abierto, la tensión en el diodo es VD y la tensión en el inductor es: vL = – V0 – VD la tensión media en el inductor es nulo en el periodo de conmutación: VL = (VS – V0 – VQ)D + (-V0 – VD)(1 - D) = 0 V0 = VSD – VQD- VD(1 – D)

(2.6)

3.5.2 Pérdidas por conmutación Además de las caídas de tensión y las pérdidas de potencia en conducción, se producen pérdidas adicionales en los interruptores cuando conmutan en los estados de conducción y corte. En la Figura 2.6a se ilustran las transiciones entre conducción y corte de los interruptores. En este caso, se supone que las variaciones de tensión y de corriente no son lineales y que la secuencia en el tiempo es la mostrada en tal figura. En la Figura 2.6a se muestra la potencia instantánea disipada en el interruptor. En la Figura 2.6b se muestra otra posible transición entre conducción y corte de un interruptor. En este caso, las transiciones de tensión y corriente no se producen simultáneamente. Esto se

48

aproxima a los procesos de conmutación reales, y la pérdida de potencia provocada por la conmutación es mayor en este caso.

(a)

(b) Figura 2.6. Tensión, corriente y potencia instantánea del interruptor. (a) Transición simultánea de V e I. (b) Transición en peor caso La pérdida de energía en una transición del interruptor es el área situada bajo la curva de potencia. Dado que la potencia media es la energía dividida por el periodo, cuanta más alta son las frecuencias de conmutación, mayores son las pérdidas de conmutación y la eficiencia del convertidor (P0/PS) se reduce debido a que una parte importante de la potencia de entrada es absorbida por el interruptor.

49

3.6

FUNCIONAMIENTO DEL CONVERTIDOR CON CORRIENTE DISCONTINUA

En los análisis anteriores se ha supuesto que la corriente en el inductor era permanente. Cuando la corriente es permanente, la corriente en el inductor será positiva durante todo el periodo de conmutación. No es necesario que la corriente sea permanente para que funcione un convertidor, pero cuando la corriente es discontinua es necesario realizar un análisis diferente al de la Sección 2.4. 3.6.1 Convertidor reductor con corriente discontinua En la Figura 2.7 se muestran la corriente en el inductor y la corriente de la fuente cuando el convertidor de la Figura 2.3a funciona con corriente discontinua. Se determinan las relaciones entre las tensiones de salida y de entrada teniendo en cuenta que la tensión media en el inductor es nula en régimen permanente. A partir de la tensión en el inductor que se muestra en la Figura 2.7c, (VS – Vo)DT – VoD1T = 0 (VS – Vo)D = VoD1 en donde D1 es el intervalo de tiempo en el cual la tensión en el inductor es negativo. Reordenando los términos, obtenemos la relación V0  D    V S  D  D1 

50

La corriente media en el inductor es igual a la corriente media en la resistencia, ya que la corriente media en el capacitor es cero. Suponiendo que la tensión de salida es constante,

IL  IR 

V0 R

Figura 2.7. Corriente discontinua en el convertidor reductor de la Figura 2.3a. (a) Corriente en el inductor. (b) Corriente de entrada. (c) Tensión en el inductor Calculando la corriente media en el inductor usando la Figura 2.7a,

IL 

1 1 1  1  I max DT  I max D1T   I max ( D  D1 ) T 2 2  2

51

con lo que tenemos V 1 I max ( D  D1 )  0 2 R

Como la corriente es inicialmente cero, la corriente máxima es igual a la variación de corriente producida cuando el interruptor está cerrado. Cuando el interruptor está cerrado, la tensión en el inductor es vL = VS – Vo con lo que se obtiene di L VS  V0 i L i L I max     dt L t DT DT

Despejando Imáx y utilizando el valor de (VS – V0)D, V DT  V  V0  I max  i L   S  DT  0 1 L  L  Sustituyendo Imáx, V 1 1 V D T  I max D  D1    0 1 D  D1   0 2 2 L  R Con lo que se obtiene D 2  DD1 

2L 0 RT

Despejando D1,

8L    D   D2   RT   D1  2

52

Sustituyendo D1,

       D  2D   VS  V0  VS    D  D1   D   D 2  8 L    RT    

(2.6)

El límite entre la corriente permanente y la corriente discontinua se produce cuando D1 = 1-D. Recuerde que también se cumple otra condición en este límite, Imín = 0 (ver ecuación 2.4).

CAPÍTULO 4 CONVERTIDOR CD-CD EFICIENTE Para reducir las pérdidas de potencia por conmutación se modifica el convertidor reductor descrito en el capítulo anterior, de tal forma que la conmutación se produzca cuando la corriente en el interruptor sea cero, utilizando la resonancia como técnica para lograr dicho objetivo. 4.1 CONVERTIDORES RESONANTES La conmutación imperfecta es uno de los mayores contribuyentes a la pérdida de potencia en los convertidores. Los dispositivos de conmutación absorben potencia cuando se encienden o se apagan, si la transición se produce cuando tanto la tensión como la corriente son distintas a cero. A medida que aumenta la frecuencia de conmutación, esas transiciones suceden más a menudo y la pérdida de potencia media en el dispositivo aumenta. Además las altas frecuencias de conmutación son deseables a causa de menor tamaño de los componentes de filtrado y de los transformadores, lo que a su vez reduce el tamaño y peso de los convertidores.

54

En los circuitos de conmutación resonantes, la conmutación tiene lugar cuando la tensión y/o la corriente son cero, evitando las transiciones simultáneas de la tensión y la corriente, y eliminando por tanto las pérdidas de conmutación. A este tipo de conmutación se le denomina conmutación “suave” (soft switching). 4.2 CIRCUITO RESONANTE EN SERIE CON CAPACITOR EN PARALELO CON LA CARGA La Figura 4.1a muestra un circuito resonante en serie en el cual un capacitor se encuentra en paralelo con la corriente de salida I0, que representa la carga.

Figura 4.1. Circuito resonante con capacitor en paralelo con la carga (a) Circuito. (b) Vco = 0, ILo = Io = 0.5; iL y vc están normalizadas En este circuito, Vd e Io son señales de CD. Las condiciones iniciales son ILo y Vco para un tiempo inicial t0, además se tiene que:

v c  V d  Lr

i L  ic  I 0

di L dt

(4.2)

Derivando la ecuación 4.1

(4.1)

55

ic  C r

dvc d 2iL   Lr C r dt dt 2

(4.3)

Sustituyendo ic de la ecuación 4.2 en la ecuación 4.1

d 2iL   02 i L   20 I 0 (4.4) 2 dt en donde

 0  2f 0 

1 Lr C r

La solución para estas ecuaciones para t ≥ t 0 es la siguiente:

iL ( t )  I 0  ( I L 0  L0 ) cos 0 ( t  t 0 ) 

Vd  Vc 0 sen0 ( t  t0 ) Z0

Vc ( t )  Vd  ( Vd  Vc 0 ) cos 0 ( t  t 0 )  Z 0 ( I L 0  L0 )sen0 ( t  t0 ) en donde ω0 es la frecuencia resonante angular y Z 0  Lr / C r es la impedancia característica. En el caso especial de que Vc0 = 0 e IL0 = I0,

iL ( t )  I 0 

Vd sen0 ( t  t0 ) Z0

vc ( t )  Vd 1  cos 0 ( t  t 0 ) Para este caso especial, la Figura 4.3 muestra la gráfica de iL y vc. IL0 = I0 = 0.5 por unidad. Una vez examinado el comportamiento de un circuito resonante, es preciso adaptar dicho circuito al convertidor con conmutación dura para establecer, con esto, un convertidor con conmutación suave, específicamente un Convertidor Reductor Resonante con Conmutación a Corriente Cero que se

56

encargará de reducir las pérdidas por conmutación y, por lo tanto, de aumentar la eficiencia. En seguida se estudia la operación de este convertidor. 4.3 CONVERTIDOR RESONANTE CONMUTADO: CONMUTACIÓN A CORRIENTE CERO (6) 4.3.1 Funcionamiento básico El circuito de la figura 4.2 muestra un convertidor reductor resonante, la inductancia Lr y el capacitor Cr forman un circuito L-C adicional al tradicional esquema de un convertidor CD/CD reductor. La adición de éste circuito resonante muestra la forma de aprovechar las oscilaciones que provoca un circuito L-C para reducir perdidas de potencia por conmutación en un convertidor de este tipo.

Figura 4.2 .Convertidor resonante con conmutación a corriente cero. Para comprender el funcionamiento del convertidor resonante, se supone que la corriente en la inductancia de la salida Lo no tiene rizado y es igual a la corriente de salida Io. Cuando el interruptor está abierto, el diodo se polariza en directo para dejar pasar la corriente de salida de la inductancia y la tensión en Cr es cero. Cuando el interruptor se cierra, el diodo permanece inicialmente polarizado en directa para dejar pasar Io, y la tensión en Lr es la misma que la tensión de la fuente VS (figura 6

Pag. 366. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia.

57

4.4). La corriente en Lr aumenta en forma lineal, y el diodo permanece polarizado en directa mientras que iL sea menor que Io. Cuando iL alcanza el valor de Io, el diodo se apaga y el circuito equivalente es el de la figura 4.5. Si Io es constante, la carga permanece como una fuente de corriente, y el circuito subamortiguado L-C oscila. En consecuencia iL vuelve a cero y se mantiene allí, suponiendo que el interruptor sea unidireccional. El interruptor se abre después de que la corriente llega cero, lo que da lugar a una conmutación a corriente cero y sin que se produzcan pérdidas de potencia debidas a la conmutación. Después de que la corriente en el interruptor llega a cero, la tensión positiva del capacitor mantiene al diodo polarizado en inversa, con lo que la corriente de carga Io fluye por Cr, con iC = -Io (Figura 4.6). Si Io es constante, la tensión del capacitor disminuye de manera lineal. Cuando la tensión del capacitor llega a cero, el diodo se polariza en directa para permitir el paso de Io (Figura 4.7). Entonces el circuito vuelve al punto de comienzo. En la figura 4.3 se muestran las formas de onda correspondientes al convertidor resonante con conmutación a corriente cero.

Figura 4.3 .Formas de onda de corriente y tensión en conmutación a corriente cero.

58

A continuación se describe el comportamiento del convertidor resonante en cada uno de los intervalos de tiempo que se muestra en la figura 4.2. 4.3.2 Análisis para 0 < t < t1 El interruptor está cerrado en t = 0, el diodo es un cortocircuito debido a que la corriente Io circula través de él y tensión en Lr es VS (Figura 4.4).

Figura 4.4. Interruptor cerrado y diodo en conducción. En este caso, el inductor se encuentra en paralelo con la fuente de alimentación VS. La variación de la corriente que fluye a través del inductor seguirá una trayectoria lineal debido a la alimentación constante. El instante t = t1 se alcanza cuando la corriente del inductor Lr es igual IO, el instante t1 se calcula a partir de:

t1 

I 0 Lr VS

(4.5)

La tensión del capacitor es cero durante este intervalo. 4.3.3 Análisis para t1 < t < t2 Después del instante t = t1 la corriente en Lr es superior al valor de la corriente Io y la diferencia entre estas dos corrientes fluye a través de Cr, el diodo sigue polarizado inversamente (figura 4.5). La corriente en Lr alcanza su valor máximo

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cuando la tensión en Cr es VS y después comienza a decrecer hasta llegar a cero, en este momento el interruptor ya se puede abrir.

Figura 4.5. Interruptor cerrado y diodo en corte. La figura 4.4 muestra un circuito resonante compuesto por la fuente VS, Lr y Cr. La variación de la corriente iL y la tensión VC tendrá un comportamiento sinusoidal hasta el momento en que anula la corriente iL. La corriente que describe este circuito queda expresado como:

iL ( t )  I 0 

VS sen0 ( t  t1 ) Z0

(4.6)

En t2 = t1 la corriente iL se anula. Despejando ésta última ecuación se tiene que:

t2  t1 

 1  1  I 0 Z 0      sen  0   VS  

donde Zo es la impedancia característica

Z0 

Lr Cr

(4.8)

y o es la frecuencia de resonancia

0 

1 (4.9) Lr C r

La tensión máxima del capacitor es 2VS.

(4.7)

60

4.3.4 Análisis para t2 < t < t3 Después de t = t2, el interruptor puede abrirse solo existirá tensiones en los terminales del interruptor, la corriente no fluye más a través de él, las perdidas por conmutación serán prácticamente nulas.

Figura 4.6. Interruptor abierto y diodo en corte. El circuito equivalente para este intervalo de tiempo se ve en la figura 4.6. Cr descarga entonces en la salida y la tensión en él cae linealmente a cero, el diodo sigue desactivado, la variación de tensión del capacitor Cr queda descrita por:

vC ( t ) 

I0 ( t 2  t )  vC ( t 2 ) Cr

(4.10)

Donde VCr(t2) es la condición inicial de la tensión en el capacitor justo en el momento en el que se anula la corriente iL. En t = t3, la tensión en Cr se anula. De la ecuación anterior se deduce:

t3  t2 

C r VS 1  cos  0 ( t 2 t 1 ) I0

(4.11)

4.3.5 Análisis para t3 < t < T En este intervalo de tiempo, la corriente de salida fluye a través del diodo, la corriente iL sigue siendo nula, la tensión en Cr también es nula. El circuito está

61

nuevamente listo para un nuevo ciclo de conmutación. El circuito equivalente se nuestra en la figura 4.7.

Figura 4.7. Interruptor abierto y diodo en conducción. 4.3.6 Tensión de salida La tensión de salida se puede calcular a partir del equilibrio de energía. La energía suministrada por la fuente es igual a la energía absorbida por la carga durante el periodo de conmutación. La energía suministrada por la fuente en un periodo es T

T

WS   pS ( t )d ( t )  VS  iL ( t )dt 0

(4.12)

0

La energía absorbida por la carga es T

W0   p 0 ( t )dt  V0 I 0T  0

V0 I 0 fS

(4.13)

donde fS es la frecuencia de conmutación. Utilizando WS = W0 y resolviendo para hallar V0 se tiene. t  V C V0  VS f S  1  t 2  t1   S r 1  cos t 2  t1  I0 2 

(4.14)

A partir de la ecuación 4.11 se puede expresar la tensión de salida en términos de los intervalos de tiempo para cada condición del circuito:

62

t  V0  VS f S  1  t2  t1   t3  t2  2 

(4.15)

donde los intervalos de tiempo se calculan a partir de las ecuaciones 4.5, 4.7 y 4.11. La ecuación 4.15 muestra que la tensión de salida está en función de la frecuencia de conmutación. Al aumentar fS, aumenta Vo. El periodo de conmutación debe ser mayor que t3, y la tensión de salida es menor que el tensión de entrada, como sucede con el convertidor reductor. Se observa que los intervalos de tiempo están en función de la corriente de salida Io, por lo que la tensión de salida de este circuito depende de la carga. Cuando cambia la carga, se debe ajustar la frecuencia de conmutación para mantener una tensión de salida constante. Un convertidor resonante con conmutación a corriente cero, tiene teóricamente cero pérdidas de conmutación. Sin embargo, las capacitancias parásitas de unión en los dispositivos de conmutación almacenan energía que se disipa en el dispositivo, lo que produce pequeñas pérdidas. Se observa que la tensión de salida es la media de la tensión del capacitor vC, lo que ofrece un método alternativo para deducir la ecuación 4.15.

CAPÍTULO 5 DISEÑO Y SIMULACIÓN DEL CONVERTIDOR 5.1 SISTEMA FOTOVOLTAICO DOMESTICO En la figura 5.1, se muestra un sistema fotovoltaico domestico que generalmente utilizan habitantes de zonas rurales de nuestro país, en base a este sistema se diseñara el convertidor CD-CD que se ubica dentro del bloque de control, la potencia necesaria para cubrir esta demanda es de 53 W.

Control

Lámparas 3x9 W

1 Televisor B/N 14 W Panel Fotovoltaico

Batería

1 Radio-Reproductor CD 10 W

Figura 5.1. Sistema fotovoltaico domestico utilizado en zonas rurales.

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Se tiene dos paneles solares Kyocera KC175GT (Anexo), que proporciona una tensión de 20.9 V y una corriente de 5.99 A en un día soleado a medio día. 5.2 CALCULO DE COMPONENTES DEL CONVERTIDOR En primer lugar se modela el convertidor reductor que nos permita obtener la potencia deseada, y posteriormente se adapta el circuito resonante para minimizar las pérdidas. Es importante mencionar que la tensión suministrada por las celdas disminuye de acuerdo a la cantidad de corriente demandada, todo esto para que siempre exista un equilibrio en la energía entregada por estos módulos fotovoltaicos. En este caso, se exige una corriente de aproximadamente 2.2 A, con lo que la tensión cae a 32 V, así que el diseño se realiza con este valor de entrada. Nótese que es necesario reducir la tensión a 24 V para lograr la salida de 53 W. 5.2.1 Convertidor Reductor Este convertidor se modela bajo los siguientes parámetros: VS = 32 V

(Tensión de proporcionado por el panel solar)

Vo = 24 V

(Tensión de salida del convertidor)

Io = 2.2 A

(Corriente de salida del convertidor)

fS = 75 kHz

(Frecuencia de conmutación del MOSFET)

ΔIo = 0.01 A

(Variación de corriente de salida)

ΔVo = 0.001 V

(Rizado de tensión de salida)

El ciclo de trabajo para operación en corriente permanente es:

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D

V0 24 V   0 ,75 VS 32 V

La resistencia de carga es:

R

V0 V0 24 V    11  I L I 0 2 ,2 A

Para hallar el valor de L se tiene que:

 V  V0  D I 0   S   L  f Entonces:  V  V0 L   S  I 0 f

 D ( 32  24 )0 ,75     0 ,8 mH    f 0 , 1 75 000 

éste valor supera por mucho Lmin= (1-D)R/2f = 18,3 µH para asegurar que la corriente será siempre positiva. Para encontrar el valor de C se tiene que:

V0 

V0 1  D  8 LCf 2

por lo tanto,

C

V0 ( 1  D ) 241  0.75    17 ,3 F 2 2 8 L V0 f 8 0 ,8 m 1m 75 K 

5.2.2 Convertidor Resonante Las principales ecuaciones que gobiernan el comportamiento del convertidor resonante son:

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t1 

I 0 Lr , VS

 1  I 0 Z 0  sen    VS

      ,  

t 2  t1 

1 0

t3  t 2 

C r vC ( t 2 ) C rVS 1  cos 0 ( t 2  t1 )  I0 I0

y

t  V0  VS f S  1  t 2  t1   t 3  t 2  2  Se observa que VS, Vo, Io, y fS aparecen en las ecuaciones de ambos convertidores, siendo Lr y Cr los únicos parámetros desconocidos. Para hallar el valor de ωo se toma en cuenta que Vo/Vs=fs/fo, y se halla ωo=2π(0.9fo), la ecuación ωo=1/(Lr.Cr)0.5 se despeja Lr en términos de ellos, después se decidió Cr = 0,18 µF 100V, quedando con esto una ecuación con una sola incógnita para encontrar que Lr = 17.3 µH. Ya obtenido el valor de los elementos que componen el convertidor resonante, se procede a comprobar, por medio de las ecuaciones correspondientes, que la conmutación se llevará a cabo cuando la corriente en el interruptor sea cero. En primer lugar se tiene que:

0 

1

0 ,18  17 ,3  

f 0  90 kHz Z0 

17 ,3  9 ,82  0 ,18

y

 565488 rad / s ;

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El tiempo t1 se calcula a partir de:

t1 

I 0 Lr 2 ,217 ,3     1,19 s VS 24

El intervalo de tiempo t2 – t1 es:

t 2  t1 

1 0

 1  I 0 Z 0  sen    VS

  1  1  2 ,2 x 9 ,82        sen       6 ,87 s   32   565488   

Después:

C rV S 1  cos  0 t 2  t 1   0 ,18  32 1  cos565488( 6 ,87  )  4 ,55s I0 2 ,2 Por último se calcula Vo: t3  t 2 

t  V0  V S f S  1  t 2  t 1   t 3  t 2   3275 K 12 ,05    28 ,83 V  24 V 2  La tensión de salida es de 24 V para tener un margen de error que permita que el convertidor siempre entregue 53 W o más. El periodo de conmutación TS es de 13,33 µs, y el ciclo de trabajo D = 10 µs. Nótese que la corriente en el interruptor es cero desde el tiempo t2 = (t2 – t1) + t1 = 8,06 µs, y permanece así hasta t3 = (t3 – t2) + t2 = 12,61 µs, entonces se asegura la conmutación a corriente cero debido a que el interruptor se abre en un instante (10 µs) contenido dentro del intervalo t3 – t2. 5.3 SIMULACIONES Para comprobar que el diseño del convertidor es coherente, se procedió a simular el circuito del convertidor calculado en el PSIM (software de electrónica de potencia). El circuito es el de la figura 5.2.

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Figura 5.2. Convertidor Resonante propuesto 5.2.1 Corriente en Lo y corriente de salida En la Figura 5.3 aparece la gráfica de la corriente en el inductor de salida Lo, esto se hizo con la intención de demostrar que el valor de este inductor es el indicado para que exista una corriente permanente en el circuito. De acuerdo a la gráfica se puede observar que en efecto la corriente es siempre positiva. En esta Figura también aparece la corriente de salida que como se observa, es constante.

Figura 5.3. Corriente en Lo y de salida del convertidor resonante

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5.2.2 Corriente en Lr y tensión en Cr En la Figura 5.4 se muestra la gráfica obtenida de la corriente en el inductor resonante Lr y la tensión en el capacitor resonante Cr, y como se observa, esta gráfica coincide con el análisis teórico (figura 4.3).

Figura 5.4. Corriente en Lr y tensión en Cr del Convertidor Resonante con Conmutación a Corriente Cero. 5.2.3 Corriente y tensión en el interruptor En la figura 5.5 aparece la gráfica en la que se aprecian la corriente y la tensión en el interruptor. Y como puede verse, la corriente es cero en el momento de la conmutación cumpliéndose, con esto, una minimización de las pérdidas de potencia.

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Figura 5.5. Corriente y tensión en el interruptor del Convertidor Resonante con Conmutación a Corriente Cero. 5.2.4 Tensión de excitación y corriente del interruptor En la Figura 5.5 se observa claramente que el interruptor se abre (la tensión del pulso cae a cero) cuando la corriente es cero.

Figura 5.6. Tensión de excitación y corriente del interruptor.

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5.2.5 Tensión de salida La Figura 5.7 muestra la tensión de salida. Puede observarse que es una tensión de corriente directa constante y de un valor aproximadamente de 24 V (sección 5.2).

Figura 5.7. Tensión de salida 5.2.6 Corriente en Cr y Co Las corrientes en los capacitores, resonante y de salida, se muestran en la figura 5.8. Es notable que la corriente promedio en ellos sea cero.

Figura 5.8. Corriente en los capacitores Cr y Co

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5.2.7 Tensiones en Lo y Lr Por último, en la Figura 5.9 aparecen las gráficas de la tensión en los inductores, resonante y de salida. Se aprecia que la tensión promedio en cada uno de ellos es cero.

Figura 5.9. Tensiones en los inductores Lo y Lr 5.3 DISPOSITIVOS DEL CONVERTIDOR 5.3.1 MOSFET Es un dispositivo controlado por tensión que resulta relativamente fácil de activar y desactivar, lo cual es una ventaja respecto al BJT. El estado de conducción se consigue cuando la tensión compuerta – fuente (vGS) sobrepasa de forma suficiente la tensión de umbral del dispositivo, lo que fuerza al MOSFET a entrar en la región de trabajo ohmica. Para el caso del MOSFET se puede utilizar el IRFIZ34E de International Rectifier, su tensión de umbral es de 4V. Es importante mencionar que las corrientes de puerta para los estados de encendido y apagado son esencialmente cero. Sin embargo, es necesario cargar la

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capacidad de entrada parásita para poner al MOSFET en conducción, y descargarla para apagarlo. Las velocidades de conmutación vienen determinadas básicamente con la rapidez con que la carga se puede transferir hacia y desde la compuerta. Entonces, un circuito de excitación para el MOSFET debe ser capaz de absorber y generar corriente rápidamente, para conseguir una conmutación a alta velocidad. Tomando en cuenta las especificaciones anteriores para la activación adecuada del MOSFET, se debe utilizar un Timer MC1455 para generar la señal cuadrada de excitación. Y para cargar la capacitancia de entrada parásita para poner al MOSFET en conducción y descargarla para apagarlo se debe conectar un Driver IR4427 también de de International Rectifier que proporciona la corriente apropiada para una buena conmutación. A continuación se detalla la operación del Timer MC1455, así como también se presentan los cálculos realizados para generar la señal que conmutará al MOSFET a la frecuencia obtenida anteriormente. 5.3.2 Astable El timer MC1455 de Motorola es el que se debe utilizar en la configuración multivibrador astable. En la figura 5.10 se presenta al MC1455. En este modo el condensador varía su tensión entre 1/3VCC y 2/3VCC. El proceso de carga se realiza a través de RA+RB y el de descarga a través de RB. Como resultado se genera a la salida una onda cuadrada no simétrica definido por dos tiempos T1 y T2. T1=(RA+RB) C ln2R ≈ 0.69( RA+RB)C y T2=RB C ln2 ≈ 0.69RBC

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Figura 5.10. Temporizador MC1455 en configuración astable y diagrama temporal. El porcentaje de ocupación del ciclo (duty cycle) viene definido por:

Duty cycle 

T1 R  RB  A T1  T2 R A  2 RB

Obsérvese que el duty cycle es mayor que 0.5 (50%) lo que significa que la onda cuadrada no es simétrica y la duración del estado lógico alto es mayor que el bajo (T1 > T2). Para lograr la frecuencia de 75kHz con un ciclo de trabajo de 66%, se tiene que: RA ≈ 1.2KΩ, RB ≈ 900Ω, C ≈ 5nF y VCC ≈ 15V. Con esta configuración del astable se produce la señal cuadrada de excitación del MOSFET. 5.3.3 Inductores Hay muchos modos de proceder en la elaboración de inductores, aquí se tiene un ejemplo de cómo se puede elaborar los inductores que se necesitan en el convertidor.

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Tomando la tabla 5.1 de un determinado fabricante que proporciona la siguiente información sobre sus núcleos de ferrita toroidales de polvo de hierro se puede construir los inductores. Tabla 5.1. Núcleos toroidales de polvo de hierro. Código NTH12 NTH13 NTH17 NTH20 NTH21 NTH26 NTH33 NTH35 NTH39

ΔL[μh/100vueltas] Diam.Ext.[mm] Diam.Int.[mm] Altura[mm] 356±10% 12,7 7,62 4,75 476±10% 12,7 7,62 6,35 539±10% 17,27 9,65 6,35 440±10% 20,32 12,7 6,35 659±10% 20,32 12,7 9,35 981±10% 26,92 14,7 11,18 828±10% 33,02 19,94 11,18 706±10% 33,02 19,94 9,53 1068±10% 39,8 24,13 14,48

De donde deducimos que, utilizando el material NTH 12 obtendremos una inductancia L = 356 µH aproximadamente cuando el número de espiras N = 100. Como nosotros necesitamos una inductancia L = 17.3 µH podemos determinar el número de espiras necesarias aplicando la relación N=356x10-6 L/100 que este caso será: N=(17x10-6)(100)/ 356x10-6=4.85 ≈ 5 espiras, con el núcleo NTH 12. Del mismo modo para la inductancia L = 800 µH podemos determinar el número de espiras necesarias aplicando la relación N=981x10-6L/100 que este caso será: N=(800x10-6)(100)/981x10-6=81.54 ≈ 82 espiras, con el núcleo NTH 26. 5.3.4 Capacitores El capacitor de 0.18 µF es comercial y el de 167 µF se puede llegar a implementar con dos de 120 µF y 47 µF.

CONCLUSIONES 1. Mediante celdas solares podemos generar electricidad a partir de la incidencia de los rayos solares, la tensión y la corriente que pueda tener una celda solar son variables, éstas están en función a la incidente diaria de la energía solar que varía durante el día y durante las estaciones del año. Para adaptar la variabilidad de la tensión y corriente a un nivel de tensión requerido es necesario conocer las técnicas de conversión CD-CD. 2. En el regulador lineal de voltaje, convertidor reductor con conmutación dura y convertidor conmutado básico, existen pérdidas de potencia por conducción y por conmutación y éstas aumentan cuando mayor es la frecuencia de conmutación en los últimos. La eficiencia de ellos se ve afectada significativamente debido a las pérdidas, nuestro trabajo fue atenuarlas para hacerlos más eficientes 3. Para comprobar el cálculo del convertidor eficiente realizado en base a las teorías expuestas en los primeros capítulos se realizó la simulación del mismo, llegando a comprobar que las pérdidas de potencia por conmutación en el interruptor se eliminan casi por completo a utilizar la conmutación a corriente cero (ZCS). 4. Los convertidores de celdas solares en la mayoría de los casos son diseñados para funcionar a una determinada corriente, si se aumenta la frecuencia de conmutación de MOSFET se disminuye el tamaño del capacitor que limita el rizado de salida y el tamaño del inductor que produce una corriente permanente, consecuentemente se reduce el tamaño del convertidor.

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5. El sistema puede ser adaptado a aplicaciones que operen potencias mayores, para realizar esto se debe hacer nuevos cálculos para hallar los dispositivos del convertidor y usar paneles de otras características que se encuentran en el mercado. 6. El circuito aprovecha completamente la energía solar, debido a que no requiere de otra fuente de energía como la energía eléctrica comercial. 7. Se puede encaminar otras aplicaciones como cargas que usan corriente alterna, esto requerirá de una adaptación del nivel de tensión de salida del convertidor, o sea otra conversión de CD-AC.

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RECOMENDACIONES 1. Se debe tener cuidado al seleccionar el dispositivo que se va usar como interruptor debido a que por él circula una corriente mayor al de la corriente de salida para evitar un mal funcionamiento. 2. Es recomendable que en todo sistema fotovoltaico debe almacenarse la energía en baterías, debido a que las variaciones ambientales hagan que varíen la tensión y la corriente de entrada, de esa manera las baterías alimentarían al convertidor para evitar fluctuaciones en la entrada. 3. Se debe tener en cuenta el ciclo de trabajo del astable que gobierna al interruptor, hay un rango de ciclo de trabajo en el que no se podría cumplir la conmutación con corriente cero.

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BIBLIOGRAFÍA 1. ALONSO, Miguel. “INTRODUCCIÓN AL DISEÑO Y DIMENSIONADO DE INSTALACIONES SOLARES FOTOVOLTAICAS”. Publicaciones Técnicas, 2005 2. DORF, Richard C. y SVOBODA, James A. “CIRCUITOS ELÉCTRICOS: INTRODUCCIÓN AL ANÁLISIS Y DISEÑO”. Alfaomega. Tercera Edición. México 2000. 3. HART, Daniel. “ELECTRÓNICA DE POTENCIA”. Prentice Hall. Primera Edición. Madrid 2001. 4. MALVINO, Albert Paul. “PRINCIPIOS DE ELECTRÓNICA”. Mc Graw Hill. Sexta Edición. Madrid 2000. 5. PERALES, Tomás. “Energía Renovables”. Editorial Copyrright. Primera edición 2005. 6. RASHID, Muhammad. “ELECTRÓNICA DE POTENCIA”. Editorial Pearson. Tercera edición. 2005. 7. Universidad Carlos III de Madrid. “Manual de PSIM”. 8. http://www.powersimtech.com/ 9. http://voltio.ujaen.es/te/material_te.htm 10. http://catarina.udlap.mx/u_dl_a/tales/navegacion/index.html

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ANEXOS

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