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2_ REDES-HFC (“HYBRID FIBER COAXIAL”) Como ya se ha comentado en capítulos precedentes, si bien la génesis de la Redes-HFC (“Hybrid Fiber Coaxial”) no obedece a la introducción del bucle óptico, sino a la modernización de las antiguas Redes-CATV (de televisión, TV, sobre cable, CA), lo cierto es que, actualmente, y merced a la extensión de los servicios por ellas soportados, constituyen el desarrollo comercial más relevante en lo que a introducción de la fibra óptica en el bucle se refiere. Por ello, en el presente capítulo se repasa, sucintamente, el diseño técnico de tales Redes.

2_1_ ARQUITECTURA DE REFERENCIA En la Figura adjunta se refleja la arquitectura de referencia de una Red-HFC (“Hybrid Fiber Coaxial”), que comienza por la Cabecera de Red donde, en última instancia, se recogen, comprimen, multiplexan,... las distintas señales ofrecidas por el operador de cable. Una Cabecera de Red puede atender millones de hogares (pasados).

TRO

NR C A BEC ERA RED

NR

NL

TRO

NL

TRO

NL

RED T RO NC A L

R E D D E D IS T R IB U C IO N

R E D D E D IS P E R S IO N

R E D O P T IC A

R E D C O A X IA L

Figura 2.1. Red-HFC: Arquitectura de Referencia

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La Cabecera de Red alimenta a varios Nodos de Red (NRs), enlazados con ella, típicamente y por razones de seguridad, vía anillos síncronos autorestaurables. Los Nodos de Red incluyen normalmente amplificadores y divisores ópticos. Un Nodo de Red puede atender hasta unos 800.000 hogares (pasados). A su vez, cada Nodo de Red alimenta a varios Nodos Locales (NLs), elementos intermedios de red que, básicamente, amplifican y distribuyen la señal. Un Nodo Local puede atender alrededor de 40.000 hogares (pasados). Como se aprecia en la Figura 2.1, el Terminal de Red Optica (TRO) realiza la conversión electro-óptica, amén de procesar la señal ascendente para su transmisión al Nodo Local. Los usuarios (hogares conectados) se enlazan al Terminal de Red Optica a través de una red, de tipo coaxial, con topología árbol-rama (red de Dispersión). Esta red incluye un cable coaxial principal con múltiples ramificaciones, cada una de las cuales da servicio a los usuarios a través de nuevas ramificaciones. Un Terminal de Red Optica puede atender a unos 400 usuarios (hogares conectados), aunque normalmente se establece un número inferior (unos 250, por ejemplo) con objeto de facilitar la implementación del canal ascendente. Los usuarios se conectan a la Red-HFC en el Punto de Terminación de Red (PTR), instalado en su domicilio, que constituye la frontera entre la infraestructura del operador de red y la red interior del usuario.

2_2_ ESPECTRO Y CANALIZACION El espectro de las redes de cable está evolucionando desde los 300/400/450 MHz de las antiguas redes (de tipo coaxial, y dedicadas, exclusivamente, a la difusión de televisión) hasta los 860 MHz (1) de las modernas redes-HFC. Dicho espectro se divide, de forma asimétrica, en dos canales: el Descendente (que transporta las señales generadas en la Red, típicamente en la Cabecera, y dirigidas a los usuarios) y el Ascendente (que soporta las señales generadas por los usuarios: telefonía, datos, solicitudes de v deo on demand, VoD, pay per view, PpV,...).

(1)

En Estados Unidos este valor es de 750 MHz.

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Según el Reglamento Técnico para la prestación del Servicio de Telecomunicaciones por Cable (Real Decreto 2066/1996), la canalización del anterior espectro debe ser de 5-55 MHz para el canal ascendente y de 86-862 MHz para el canal descendente. A su vez, en el citado Reglamento Técnico también se establece cierta canalización para el canal descendente: .- de 87.5 a 108 MHz para radiodifusión-FM sonora. .- de 118 a 174 MHz y de 230 a 470 MHz para difusión de televisión en formato analógico (tipo PAL). .- de 606 a 862 MHz para televisión digital.

(* )

5

55

86 1 1 8 FM

C A NA L A SC ENDENT E

606 T V -PA L y O tros

862 T V digital

C A NA L DESC ENDENT E (* ) 7.5 dB (para 64-Q A M ) y -1 .5 dB (para 256-Q A M )

Figura 2.2. Red-HFC: Espectro y Canalización Como se observa en la Figura 2.2, el canal ascendente es un recurso muy limitado (en comparación con el descendente) que debe ser compartido por todos los usuarios haciendo uso de técnicas de acceso al medio. Al efecto, este canal (5-55 MHz) suele dividirse en varios canales-RF ascendentes, de 1 a 6 MHz cada uno, con capacidad entre 1.6 y 10 Mbps por canal, merced al uso de técnicas de modulación digital (QPSK, por ejemplo).

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2_3_ REDES EN TERCERA VENTANA En la Figura siguiente (la 2.3.), y en consonancia con el modelo de referencia antes descrito (epígrafe 2_1_), se representa la arquitectura básica de las nuevas Redes-HFC en tercera ventana (alrededor de 1.500 nanometros). La principal diferencia entre las de segunda y tercera ventana es la razón de división (mayor en las de tercera ventana, que pueden utilizar amplificadores ópticos, pudiendo alcanzar razones de división de hasta 1:16), y la implementación del canal ascendente (que suele ser punto a punto en las de segunda ventana, y multipunto a punto en las de tercera).

NODO LOCAL (NL)

1:M

1:N

1:P

E O

DEMODULADOR

A/DE CABECERA DE RED

NODO DE RED (NR)

OO E E O E O

1:S O E

1:R E O

O E

E O

TERMINAL RED OPTICA (TRO)

Figura 2.3. Red-HFC en Tercera Ventana No obstante, y debido a la fuerte componente de ruido que afecta al canal ascendente (según se refleja a continuación), es recomendable utilizar en él razones de división relativamente bajas (por ejemplo, de 1:4).

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Efectivamente, en el canal ascendente se combinan dos efectos específicos (el “efecto embudo”, noise funneling, y el ruido introducido por los equipos de los usuarios, ingress noise), que aconsejan reducir (por debajo de 300) el número de usuarios atendidos por cada Terminal de Red Optica (TRO) (2)

2_3_1_ Parámetros de Calidad en el Punto de Terminación de Red (PTR) De acuerdo con el Reglamento Técnico del servicio de Telecomunicaciones por Cable (Real Decreto 2066/1996), en el Punto de Terminación de Red (PTR), donde termina la red del operador y comienza la red interior del usuario, deben garantizarse, entre otros, los siguientes valores: .- Nivel de señal de Video entre 62 y 82 dBµV, con “relación portadora/ruido”, (C/N)PTR, para señal PAL (AMBLV) igual o superior a 44 dB La relación portadora/ruido se define, para cada canal, como el cociente entre el nivel de la portadora de luminancia y el ruido del canal de televisión, expresado en dB. En cada punto de la Red, el valor de la relación portadora/ruido será el correspondiente al canal más desfavorable. .- Nivel de la señal de Radiodifusión-FM estereofónica entre 50 y 70 dBµV/75Ω, con relación portadora/ruido igual o superior a 48 dB .- Distorsión (intermodulación) de Segundo Orden, DSOPTR , para la señal de vídeo, igual o superior a 54 dB La distorsión de segundo orden se define como la relación entre el nivel de la portadora de luminancia y la potencia de los productos de intermodulación de segundo orden, expresada en dB y tomada para el canal más desfavorable. .- Distorsión (intermodulación) de Tercer Orden, DTOPTR , para la señal de vídeo, igual o superior a 52 dB La definición del DTO es similar a la del DSO.

(2)

Mientras en el canal descendente el ruido es proporcional al logaritmo del número de amplificadores en cascada, en el canal ascendente, y debido al “efecto embudo” (noise funneling), el ruido es proporcional al número total de amplificadores de la red. Ello se traducía, en las antiguas redes coaxiales de CATV, en diferencias superiores a 10 dB en la relación portadora/ruido (C/N)

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Consecuentemente, habrá que realizar un diseño tal que en el Punto de Terminación de Red (PTR) se garanticen los anteriores valores. A tal fin, conviene analizar separadamente el diseño de cada una de las partes de la red (tramo óptico y tramo coaxial) para, posteriormente y merced a la pertinente combinación de resultados, alcanzar los valores arriba señalados. En dicha línea, caracterizando por los subíndices OPT y COX los parámetros correspondientes a la Red Optica y la Red Coaxial, y considerando el grado de coherencia de las perturbaciones (ruidos e intermodulaciones) involucradas, cabe señalar las siguientes expresiones: en unidades naturales

[(C/N)PTR]-1 = [(C/N)OPT]-1 + [(C/N)COX]-1

(1)

por lo que, consecuentemente:

[(C/N)PTR]dB = 10 log {[(C/N)OPT]-1 + [(C/N)COX]-1}-1 ≥ 44 dB

(2)

Asímismo, y obviando el fenómeno de la cross-modulation (atenuación o amplificación de la propia señal, debido a la intermodulación), las distorsiones de segundo y tercer orden, supuesto expresadas en dB, se componen de la siguiente forma: DSOPTR = 10 log [antlog (DSOOPT/10) + antlog (DSOCOX/10)] ≥ 54 dB (3) DTOPTR = 20 log [antlog (DTOOPT/20) + antlog (DTOCOX/20)] ≥ 52 dB (4) En base a cuanto antecede, y a título orientativo, en la Figura 2.4. se ilustra un posible plan de objetivos de calidad para los parámetros más significativos. Existen otros parámetros de calidad, en principio de menor importancia, tales como la Modulación Cruzada, el Retardo de Crominancia, la Modulación por Zumbido, la Ganancia y Fase Diferencial, el Eco,...

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PTR CABECERA DE RED

NR

C/N = 60 dB DSO = 70 dB DTO = 70 dB

NL

TRO

C/N = 46 dB DSO = 60 dB DTO = 56 dB

TV

Nivel: 63 dBuV C/N = 45 dB DSO = 56 dB DTO = 53 dB

Nivel: 60 dBuV C/N = 43 dB DSO = 55 dB DTO = 51 dB

Figura 2.4. Plan de Objetivos de Calidad

2_3_2_ Diseño de la Red Optica (Red de Distribución) En consonancia con los apartados anteriores, a continuación se analizan los parámetros de calidad correspondientes a la Red Optica. 2_3_2_1_ Relaci n Portadora/Ruido (3) (C/N)OPT Cuando por una Red Optica se transmite cierto número de canales (típicamente de televisión) mediante la técnica MDF (Múltiplex por División en Frecuencia), aparecen una serie de perturbaciones (ruidos) que se extienden desde el “clásico” ruido térmico hasta el ruido de shot, de naturaleza cuántica. Para el análisis de tales ruidos, resulta útil la Figura 2.5. A partir de ella, y obviando las perturbaciones no-lineales (que se analizarán posteriormente), la potencia óptica incidente en el receptor , P(t) , puede escribirse como:

(3)

Mayor detalle al respecto se puede encontrar en los artículos “Fundamental Limit on Number of Channels in Subcarrier-Multiplexed Lightwave CATV Systems” ( Electronics Letters, 1989, Vol.25, No.12), y “Selecting DFB Transmitters for Broadband Services” (Communications Engineering & Design, Febrero de 1995).

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P(t) = P0 ·[1 + Σi=1,..N mi · cos(wit+φi)]

(5)

w1 mN (t) wN

COMBINAD.

m1(t)

P(t)

I(t) = p P(t)

wi

LASER TRANSMISOR

2qI0B

RECEPTOR

Figura 2.5. Relación Portadora/Ruida en Red Optica

donde P0 es la potencia media recibida, N es el número de canales (de televisión, típicamente), y mi , wi , y φi son, respectivamente, el índice de modulación, la pulsación y la fase del canal i. A la salida del detector, la corriente eléctrica, I(t) , y su componente contínua, I0 , obedecerán a la expresión: I(t) = ρ·P(t)

I0 = ρ·P0

(6)

donde ρ=qη/hν representa la responsividad del fotodiodo, siendo q la carga del electrón ( 1.6 x 10-19 Culombios), η la eficiencia cuántica, h la constante de Planck ( 6,63 x 10-34 Julios/segundo), y ν la frecuencia. Supuesto independientes los canales que conforman el MDF, si el número de éstos supera la decena (N>10), I(t) puede ser modelada por un proceso gaussiano, con valor medio I0 y varianza de valor (I0)2Nm2/2 Las anteriores expresiones ayudan a caracterizar las cuatro contribuciones de ruido más relevantes: el ruido de shot (de naturaleza cuántica), el ruido de clipping (de naturaleza estadística), que en la práctica es la perturbación dominante, el ruido térmico, y el ruido asociado al láser transmisor.

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El ruido de shot obedece a la ya “clásica” expresión de 2qI0B , donde B representa la anchura de banda equivalente de ruido de un canal (unos 5 MHz, típicamente, para un canal-PAL/BLV). El ruido de clipping, de naturaleza estadística, se debe al recorte de la señal-MDF, dado que no se pueden transmitir señales ópticas negativas, tal y como se ilustra en la Figura 2.6. Este ruido obedece a la expresión (4) : (π/2)1/2(I0)2µ5 exp[-1/(2µ2)]

(7)

donde el parámetro µ , que se podría definir como el valor eficaz del índice de modulación, puede aproximarse por la expresión (Nm2/2)1/2

SEÑAL ELECTRICA

SEÑAL OPTICA SEÑAL ELECTRICA

MODULACION DIRECTA PULSO OPTICO

MOD

P(t)

P0

t

MODULACION EXTERNA

RECORTE (CLIPPING)

Figura 2.6. Ilustración de ruido de clipping

(4)

SEÑAL OPTICA

Expresión que se deduce por la simple integración, entre 0 y -∞ , de I(t)

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Supuesto igual indice de modulación para todos los canales (mi=m), de la expresión (5) se deduce que no existiría ruido de clipping si m ≤ (1/N), lo cual resulta inviable en la práctica (dado que N suele alcanzar valores elevados). No obstante, con objeto de reducir la contribución de este tipo de ruido, que es el dominante, se suelen fijar índices de modulación muy bajos (normalmente comprendidos entre el 3% y el 4%). El efecto del ruido de clipping pudiera acrecentarse en las configuraciones de modulación externa (típicas para los láseres de alta potencia, a fin de reducir el efecto de chirp (5) ), dado que en este caso el recorte de señal-MDF podría efectuarse tanto por el nivel mínimo como por el nivel máximo del modulador externo. Además, las configuraciones de modulación externa presentan otros inconvenientes adicionales, entre los que cabe destacar la Reducción del Margen de Potencia, tal y como se ilustra en la Figura 2.7, y las Peores Características de Linealidad, dado que la conversión L/V (Luz/Voltaje), típica de ellas, es menos lineal que la L/I (Luz/Intensidad), propia de la modulación directa. Por otra parte, el ruido térmico obedece a la expresión B(Ith)2 , donde Ith , evaluada en A(Hz)1/2, es la corriente de ruido térmico del fotodiodo receptor, tal y como se ilustra en la Figura 2.8. para un sistema receptor tipo PIN-FET. Como se desprende de dicha Figura, y considerando exclusivamente el ruido térmico, la relación portadora/ruido viene dada por la expresión: (C/N)TERMICO = (mI0)2/ (ITERMICO)2 = (mI0)2/ (eTERMICA/R)2 = = (mI0)2/ (4KTBR/R2) = (mI0)2 • R / (4KTB) = (mI0)2 / B(Ith)2 de donde se deduce que (Ith)2 = 4KT/R , siendo K es la constante de Boltzmann (1,38042 x 10-23 Julios/ºK) y T es la temperatura absoluta (unos 300 ºK).

(5)

Efecto de ensanchamiento, proporcional a la potencia, de la anchura espectral del láser.

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SEÑAL ELECTRICA ACOPLADOR DIRECCIONAL

LASER

LENTE MODULADOR ( LiNbO3 )

Nd:YAG

+ 20 dBm

- 1.5 dB

SEÑAL ELECTRICA

MODULACION DIRECTA

- 2.0 dB

- 5.0 dB

LENTE

ACOPLADOR DIRECCIONAL

- 2.0 dB

- 1.5 dB

+ 11.5 dBm

+ 3.5 dBm

+ 7 dBm

Figura 2.7. Modulaciones Externa y Directa: Balance de Potencia

V0

SEÑAL OPTICA

(C/N) = (mI0)2x R /4kTB k = 1.38042 x 10-23 Julios/ºK T = 300 ºK

R

C

(C/N) = (mI0)2/B (Ith)2 -->

(Ith)2 = 4kT/R

Figura 2.8. Ruido Térmico del Fotodiodo Receptor

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Supuesto una resistencia R de 75Ω, la corriente de ruido térmico (Ith) suele tomar valores próximos a 10 pA/√Hz. Para los sistemas ópticos convencionales, en los que se manejan niveles muy bajos de señal recibida (entre -30 y -40 dBm, típicamente) el valor de R puede incrementarse hasta valores de 1 kΩ. Sin embargo, en la Red Optica/HFC, donde se barajan niveles elevados de señal recibida (entre 0 y -20 dBm, típicamente), una resistencia R también elevada generaría unas excursiones de tensión que excederían el rango de funcionamiento lineal del amplificador (lo cual incrementaría el valor de las distorsiones DSO y DTO). Si la red incluyera amplificadores ópticos (EDFA), la anterior expresión se convertiría, supuestos iguales los amplificadores, en B(Ith)2nF , donde n representa el número de amplificadores (en cascada) y F la figura de ruido de cada amplificador. Y, por último, cabe señalar el ruido asociado al láser transmisor, que obedece a la fórmula RIN·B(I0)2 , donde el parámetro RIN (“Relative Intensity Noise”), normalmente expresado en dB/Hz, es un factor de calidad, tanto de la fibra como del láser. Efectivamente, dicho parámetro evalúa la interacción entre la onda (directa) transmitida y las ondas que experimentan un doble retroesparcimiento de Rayleigh (véase la Figura 2.9) las cuales constituyen un ruido de fase que en el fotodetector se convierte en ruido de amplitud.

ONDA GENERADA

ONDA TRANSMITIDA

FOTODETECTOR RETROESPARCIMIENTO DE RAYLEIGH DOBLE RETROESPARCIMIENTO DE RAYLEIGH

Figura 2.9. Génesis del ruido RIN

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FM-AM Noise Conversion

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Para fibras monomodo, el parámetro RIN se puede aproximar por la expresión: RIN = 8 (2π)3 Φ2 f2 ∆ν donde f es la frecuencia de la portadora de imagen del canal en estudio, ∆ν es el ancho de banda equivalente de ruido del láser transmisor, y el parámetro Φ obedece a la fórmula: Φ = (L/2) • D • (λ2/2πc) representando L la longitud de la fibra, D la dispersión de la misma, λ la longitud de onda de trabajo, y c la velocidad de la luz. Considerando una fibra de 20 pseg / Km nm de dispersión (D), expresando su longitud (L) en kilómetros, y supuesta la tercera ventana de trabajo (λ=1.550 nm), se obtiene que Φ = ( 12.75 x L ) pseg2 •

-140,0

Parámetro RIN (dB/Hz)

-145,0

Fibra de 20 pseg / Km nm -150,0

-155,0

-160,0

Fibra de 10 pseg / Km nm

-165,0

-170,0

LONGITUD (L) en Kilómetros -175,0 2

4

6

8

10

12

14

16

Figura 2.10. Valor del Parámetro RIN

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18

20

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Merced a ello, y contemplando un láser con 100 MHz de ancho de banda equivalente de ruido (∆ν = 100 MHz), resulta que para un canal sito en 470 MHz (f), el parámetro RIN obedece a la expresión: RIN = ( 7.126 x 10-18 x L2 ) Hz = ( -171,5 + 20 log L ) dB/Hz la cual se ilustra en la Figura 2.10. Consecuentemente, la expresión general (en unidades naturales) que rige la relación portadora/ruido en la Red Optica es la siguiente:

(mI0)2 (C/N)OPT = -------------------------------------------------------------------------------2qI0B + (π/2)1/2(I0)2µ5 exp[-1/(2µ2)] + B(Ith)2nF + RIN·B(I0)2

En la Figura 2.11. se representa dicha relación, tanto para N=60 y N=80 como para m=0.035 y m=0.05, representando en abscisas el nivel medio de potencia óptica incidente en el receptor (P0 , variable entre 0 y -15 dBm), y tomando para el resto de parámetros valores típicos: responsividad (ρ) de 0.8 A/W, ancho de banda equivalente de ruido (B) de 5 MHz, corriente de ruido térmico del receptor (Ith) de 7 pA/√Hz, tres amplificadores ópticos (n=3) con una figura de ruido (F) de 6 dB, y parámetro RIN del láser de -156 dB/Hz. Como se observa, y debido principalmente al ruido de clipping, el aumento de potencia no se traduce, necesariamente, en un incremento de la relación portadora/ruido, fenómeno este que es mucho más acentuado para índices de modulación elevados. Por ello, y tras la simple observación de la Figura 2.11, resulta evidente que la utilización de índices de modulación superiores al 4% parece prohibitiva.

2_3_2_2_ Distorsiones de Segundo y Tercer Orden: DSOOPT y DTOOPT

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RELACION PORTADORA/RUIDO , (C/N), en dB

60

N=60 canales / m=0,035

50

N=80 canales m=0,035

40

30

N=60 canales / m=0,05 20

N=80 canales / m=0,05 10 POTENCIA OPTICA MEDIA DE ENTRADA AL RECEPTOR, (Po), en dBm 0 0

-1

-2

-3

-4

-5

-6

-7

-8

-9

-10 -11 -12 -13 -14 -15

Figura 2.11. Relación Portadora/Ruido (C/N) en la Red Optica

Cuando por una Red Optica se transmite cierto número de canales (típicamente de televisión) mediante la técnica MDF (Múltiplex por División en Frecuencia), aparecen también una serie de perturbaciones de tipo no-lineal, debidas tanto a la característica corriente/potencia (no lineal) de los láseres como a la interacción de la potencia óptica (muy elevada) con el portador (la fibra) y los amplificadores ópticos (EDFA), lo cual genera una serie de perturbaciones (el

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efecto chirp, la dispersión de Brillouin, y su interacción con la de Rayleigh, la auto-modulación de fase,...) de, también, tipo no lineal, para cuyo análisis resulta de utilidad la Figura siguiente (6) :

C ABEC ERA DE RED

W1 m1 (t)

WN mN (t) AMPL IFIC ADOR OPTIC O (EDFA)

C OMBINADOR

DIVISORES OPTIC OS

LASER TRANSMISOR

F.P.B . REC EPT OR OPTIC O

TERMINAL RED O PTIC A (T RO)

Figura 2.12. Red Optica con Amplificadores (EDFA)

Partiendo de la expresión (5), P(t) = P0 ·[1 + Σi=1,..N mi · cos(wit+φi)], que representa la potencia óptica generada por el transmisor e incidente en el amplificador óptico, y utilizando el modelo exponencial de éste (7), se deduce que la potencia a la salida del amplificador, Pout(t) , obedece a la expresión: Pout(t) = P0 ·[1 + Σi=1,..N mi · cos(wit+φi)] · ·

(6)

(7)

[1 - ( P0/Psat) ·( Σk=1,..N mk·cos(wkt+φk-θk) / (1+ (wkτc)2))1/2) ]

Para mayor detalle, se sugiere consultar el artículo “Nonlinear Distortion due Optical Amplifiers in Subcarrier-Multiplexed Lightwave Communications Systems”, Electronics Letters, Febrero de 1989, Vol.25 Para mayor detalle, véase el artículo “Nonlinear Models of Travelling-Wave Optical Amplifiers”, Electronics Letters, 1988, Vol.24, No.14

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donde Psat es la potencia de saturación del amplificador (8), τc es la vida media de los portadores de la emisión espontánea, y θk = tan-1(wkτc) De la anterior expresión se deduce facilmente la distorsión de segundo orden (DSOOPT), existiendo también la de tercer orden (DTOOPT), aunque esta última no se puede derivar de dicha expresión. Asímismo, de la expresión en cuestión se deduce también la DSOOPT caería fuera de banda (>wN) si se verificara que wN> 1, lo cual, dado el valor típico de

τc (unos 300 picosegundos), resulta asímismo inviable en las redes-HFC. Tras algunas aproximaciones, (wkτc)2