Universidad de Costa Rica Facultad de Ingeniería Escuela de Ingeniería Eléctrica

IE – 0502 Proyecto Eléctrico

Diseño y construcción de convertidor Boost

Por: Marco Antonio Carit Quirós

Ciudad Universitaria Rodrigo Facio Julio del 2005

Diseño y construcción de convertidor Boost Por: Marco Antonio Carit Quirós

Sometido a la Escuela de Ingeniería Eléctrica de la Facultad de Ingeniería de la Universidad de Costa Rica como requisito parcial para optar por el grado de: BACHILLER EN INGENIERÍA ELÉCTRICA Aprobado por el Tribunal:

_________________________________ Ing. Luis Gólcher Barguil Profesor Guía

_________________________________ Ing. Max Ruíz Profesor lector

_________________________________ Ing. José Castro Ingeniero Lector

ii

DEDICATORIA Existe mucha gente a la cual debo agradecer la conclusión de mis estudios, en primer lugar quiero agradecer a Dios por haber puesto a la gente correcta en el momento correcto de mi vida, a mi madre y Albano, Mely por estar siempre ahí para mi………….(BBWDILU), a la familia Quirós Robinson, familia Moliterno, familia Leiton Mora, Ing. Gerardo Chaves, un especial agradecimiento al Ing. Jose Luis Castro, al Ing. Luis Golcher y a todos los que siempre creyeron en mi…………………………………………

iii

RECONOCIMIENTOS Quisiera reconocer el gran trabajo y dedicación mostrados por el Ing. Jose Luis Castro a lo largo de la realización de el presente proyecto. Gracias infinitas por sus grandes aportes.

iv

ÍNDICE GENERAL

ÍNDICE DE FIGURAS .............................................................................. vii ÍNDICE DE TABLAS ................................................................................. ix RESUMEN.....................................................................................................x CAPÍTULO 1: Introducción.........................................................................1 1.1

Objetivos.................................................................................................................1 1.1.1 Objetivo general..............................................................................................1 1.1.2 Objetivos específicos ......................................................................................1 1.2 Metodología ............................................................................................................1

CAPÍTULO 2: Desarrollo teórico ................................................................2 2.1 2.2 2.3 2.4 2.5

Introducción ............................................................................................................2 Fuentes conmutadas ................................................................................................3 Convertidor boost ...................................................................................................5 Análisis de estado estacionario ...............................................................................7 Selección de componentes ....................................................................................21

CAPÍTULO 3: Diseño .................................................................................28 3.1 Calculo del inductor:.......................................................................................................28 3.2 Diseño del capacitor........................................................................................................30 3.3 Diseño del transistor .......................................................................................................31 3.4 Diseño del diodo .............................................................................................................33 3.5 Dispositivo PWM ...........................................................................................................33 3.6 Otros circuitos.................................................................................................................38

CAPÍTULO 4: Construcción ......................................................................42 CAPÍTULO 5: Pruebas...............................................................................54 CAPÍTULO 6: Conclusiones y recomendaciones ......................................60 BIBLIOGRAFÍA .........................................................................................62 APÉNDICES................................................................................................63 Manual de construcción de fuente boost...............................................................................64 v

ANEXOS ......................................................................................................75 HOJAS DE DATOS ....................................................................................76 SG3524 .........................................................................................................77 NTE586 ........................................................................................................78 IRFZ44 .........................................................................................................79 LM317 ..........................................................................................................80 2N2222..........................................................................................................81 COSONIC ....................................................................................................82

vi

ÍNDICE DE FIGURAS

Figura 2.1 Ejemplo de fuente lineal....................................................................................2 Figura 2.2 Topología básica convertidor Buck...................................................................4 Figura 2.3 Topología básica convertidor Boost..................................................................4 Figura 2.4 Topología básica convertidor Buck-Boost ........................................................4 Figura 2.5 Convertidor Boost con circuito PWM...............................................................6 Figura 2.6 Convertidor Boost en modo On.........................................................................8 Figura 2.7 Convertidor Boost en modo Off ........................................................................8 Figura 2.8 Formas de onda para el convertidor Boost en modo continuo ..........................9 Figura 2.9 Formas de onda en el limite de funcionamiento continuo...............................14 Figura 2.10 Corriente en el inductor para funcionamiento discontinuo ..........................15 Figura 2.11 Formas de onda para funcionamiento discontinuo........................................17 Figura 3.1 Distribución de pines para el CD4050 ............................................................32 Figura 3.2 Conexión de pines para el CD4050 .................................................................33 Figura 3.3 Distribución de pines para el SG3524 .............................................................34 Figura 3.4 Configuración de pines para el SG3524..........................................................35 Figura 3.5 Circuito para variación de ciclo de trabajo......................................................37 Figura 3.6 Circuito para compensación ............................................................................38 Figura 3.7 Circuito de protección de sobrecorriente.........................................................39 Figura 3.8 Circuito para monitoreo de corriente en inductor............................................40 Figura 3.9 Circuito de carga variable................................................................................41 Figura 4.1 Circuito fuente Boost con CD4050 .................................................................42 Figura 4.2 Circuito definitivo fuente Boost sin CD4050..................................................43 Figura 4.3 Montaje del circuito en protoboard .................................................................44 Figura 4.4 Prueba de oscilación del SG3524 ....................................................................46 vii

Figura 4.5 Corroboración de parámetros de diseño ..........................................................47 Figura 4.6 Diagrama de localización de componentes .....................................................48 Figura 4.7 Posicionamiento de componentes en la placa .................................................49 Figura 4.8 Parte anterior de la placa .................................................................................49 Figura 4.9 Circuito terminado...........................................................................................50 Figura 4.10 Detalle de conexión del CD4050...................................................................51 Figura 4.11 Detalle del circuito de sensado de corriente del inductor..............................52 Figura 4.12 Circuito finalizado .........................................................................................53 Figura 5.1 Cesión de pruebas al circuito...........................................................................54 Figura 5.2 Detalle de las mediciones ................................................................................55

viii

ÍNDICE DE TABLAS

Tabla 4.1 Prueba a carga mínima......................................................................................56 Tabla 4.2 Prueba a I0=130mA...........................................................................................57 Tabla 4.3 Prueba a I0=300mA...........................................................................................58 Tabla 4.4 Prueba a plena carga .........................................................................................58 Tabla 4.5 Prueba a voltaje constante variando la carga ....................................................59

ix

RESUMEN

En el presente trabajo se hace una descripción de la teoría de fuentes conmutadas, enfocándose principalmente en las del tipo Boost, pasando luego por la etapa de diseño, aplicando toda esa teoría para luego pasar a la implementación de la fuente resaltando las principales dificultades encontradas en el camino así como las recomendaciones para su construcción. Se realizo un análisis de los parámetros de diseño por medio de pruebas físicas a la fuente construida los cuales fueron comparados con los valores esperados, para así corroborar el correcto funcionamiento del dispositivo. La principal variable estudiada fue el ciclo de trabajo, variable que regula el funcionamiento de la fuente. Como recursos adicionales a este proyecto, se suministra en anexos un manual de construcción donde se describe paso a paso

como construir la fuente y además una

aplicación hecha en Microsoft Excel la cual modela el funcionamiento de la misma. Como principal resultado de este trabajo, se resalta el hecho de que la fuente funciono de la manera esperada corroborando así que la teoría puede ser fácilmente aplicada a la realidad.

x

CAPÍTULO 1: Introducción 1.1

Objetivos

1.1.1

Objetivo general

•

1.1.2 •

Diseñar e implementar un convertidor conmutado del tipo Boost como base para la creación de un laboratorio para el curso de electrónica de potencia.

Objetivos específicos Definir el tiempo que se debe dedicar a la implementación de un laboratorio de este tipo.

•

Definir la lista de materiales necesarios para la implementación del laboratorio.

•

Enumerar las posibles dificultades técnicas que se encontrarían al implementar este tipo de laboratorio.

•

Creación de un Demo educativo.

1.2 Metodología El presente proyecto pretende documentar la implementación de la teoría estudiada en el curso Electrónica de Potencia por medio de la construcción de una fuente tipo “Boost”, con el fin de que dicho curso cuente con un dispositivo que pueda ilustrar el funcionamiento de una fuente conmutada.

1

CAPÍTULO 2: Desarrollo teórico 2.1

Introducción

En los inicios de la industria no se contaba con equipos eléctricos, todas las funciones eran ejecutadas por agentes humanos o mecánicos. Luego se comienza la introducción paulatina de equipos eléctricos poco sofisticados, cuyos requerimientos energéticos eran muy básicos. En el momento en que se desarrolló el primer sistema electrónico surgió la necesidad de disponer de una fuente de energía que fuera capaz de cumplir con las especificaciones de potencia que requerían dichos sistemas. En un principio se implementaron fuentes tontas, con una regulación pobre o nula, las cuales se conocen como fuentes lineales, que consistían de un transformador que reducía la tensión de entrada a otra tensión seguida de un puente de diodos y algún filtro para estabilizar la salida. Existen grandes inconvenientes al utilizar este tipo de fuentes, ya que tienen un gran tamaño y disipan la mayor parte de la energía en forma de calor, disminuyendo esto la vida útil de los dispositivos electrónicos que se encuentren cerca además de que la tensión de salida varia según la carga aplicada.

Figura 2.1 Ejemplo de fuente lineal 2

3

Así los sistemas fueron evolucionando y necesitando voltajes de operación mas bajos, haciéndose cada vez más susceptibles a variables como sobretenciones, cambios bruscos o ruido en las tensiones de alimentación, haciendo esto imprescindible el uso de fuentes de alimentación reguladas que garanticen la estabilidad de la tensión que ingresa al equipo.

Fue así que en los años 60 se comienza el desarrollo de una nueva tecnología para hacer frente a los requerimientos energéticos de los nuevos equipos y sumado a esto estaba el inconveniente del inaceptable peso y volumen de las fuentes lineales. De esta manera surgieron las primeras fuentes conmutadas, inicialmente pensadas para aplicaciones militares. Desde ese momento se han desarrollado diversas topologías y circuitos de control, cada una con diferentes capacidades y usos.

2.2

Fuentes conmutadas

Una fuente conmutada consiste principalmente de una etapa de potencia y un circuito de control. La etapa de potencia realiza la conversión básica de la energía del voltaje de entrada al voltaje de salida, e incluye switches y el filtro de salida. Existen tres topologías básicas de las fuentes conmutadas, la buck (sep-down), la boost (step-up), y la buck-bust.

4

Figura 2.2 Topología básica convertidor Buck

Figura 2.3 Topología básica convertidor Boost

Figura 2.4 Topología básica convertidor Buck-Boost

5 Como se puede apreciar en las figuras 2.2, 2.3 y 2.4 en estos convertidores la salida no está eléctricamente aislada de la entrada, de hecho tienen el nodo de tierra en común. Cada una de estas topologías tiene propiedades únicas, incluyendo los radios de conversión de voltaje en estado estacionario, la naturaleza de las corrientes de entrada-salida, y el rizado del voltaje de salida. Otra característica es la relación que tiene la respuesta en frecuencia de la relación ciclo de trabajo-voltaje de salida en la función de transferencia.

2.3

Convertidor boost

La topología boost es utilizada cuando se requiere elevar el voltaje de salida con respecto al de entrada, siempre y cuando se desee mantener la misma polaridad del voltaje de entrada. La corriente de entrada de un convertidor boost siempre es continua (en modo continuo), esto es no pulsante, pues la corriente de entrada Iin corresponde a la del inductor IL, por otra lado la corriente de salida I0 para el boost es discontinua, esto es pulsante, pues el diodo de salida conduce solamente durante una porción del ciclo de switching, el capacitor que se encuentra a la salida se encarga del suministro de energía en la otra porción de este ciclo. En la práctica se debe incorporar a la topología básica un circuito de control del tipo PWM, el cual provee los pulsos necesarios para el funcionamiento switching de la fuente.

6

Figura 2.5 Convertidor Boost con circuito PWM

En la figura 2.5 se puede notar que se utiliza comúnmente un transistor MOSFET de canal n, el diodo de salida se denota como D1, también aparecen representadas las resistencias del capacitor, comúnmente llamada ESR (Equivalent Series Resistance), y la resistencia que presenta el inductor en dc, denotada como RL. Finalmente la resitencia llamada simplemente R representa la carga que estará alimentando la fuente. Durante el funcionamiento normal de la fuente el transistor Q1 es encendido y apagado por el circuito PWM. Este comportamiento switching crea pulsos en el circuito; el inductor esta conectado al capacitor únicamente cuando D1 conduce y se forma un filtro del tipo L/C, el mismo filtra el tren de pulsos para producir un voltaje de salida DC, V0. Para comprender mejor este comportamiento se hará un análisis de estado estacionario.

7

2.4

Análisis de estado estacionario

En una fuente conmutada se tienen dos tipos de funcionamiento, el continuo y el discontinuo. En el modo continuo la corriente fluye por el inductor durante todo el ciclo de switching, en cambio en el modo discontinuo, la corriente que pasa por el inductor cae a cero en una porción del ciclo. Esta comienza en cero, llega a un valor pico y retorna a cero en cada ciclo. Lo deseable es que la fuente mantenga uno de estos comportamientos durante su operación, pues la respuesta en frecuencia del sistema cambia de forma significativa entre estos dos modos de operación. Modo continuo: Cuando el convertidor se encuentra trabajando en modo continuo, este presenta dos estados por ciclo. En el estado de On, Q1 está conduciendo mientras que D1 se encuentra apagado, por otra parte en el estado de Off, Q1 está apagado mientras que D1 se encuentra conduciendo. A continuación se ilustran ambos estados.

8

Figura 2.6 Convertidor Boost en modo On

Figura 2.7 Convertidor Boost en modo Off

El estado On tiene una duración de: Ton = D * Ts

(2.4-1)

El estado Off tiene una duración de:

Toff = (1 − D) * Ts

(2.4-2)

9 Donde Ts es el periodo de oscilación y 1-D es también conocido como D´, que se refiere al porcentaje de tiempo que permanece el transistor en modo off. Esta relación se puede ver gráficamente de la siguiente manera:

Figura 2.8 Formas de onda para el convertidor Boost en modo continuo

10 En la figura 2.8 se pueden apreciar las relaciones existentes entre los diferentes componentes de la fuente, en un instante de tiempo determinado. Como se puede observar en las figura 2.6, durante el estado “on”, el transistor presenta una baja resistencia drain to source, que se denota comúnmente como RDS(ON), en la cual se presenta una pequeña caída de voltaje llamado VDS. Además se debe recordar que el inductor sigue siendo una porción de cable, que por si mismo representa una resistencia y debido a esto se da también una pequeña caída en el mismo, esta resistencia en DC se calcula como:

I L XRL

(2.4-3)

Así que el voltaje que estaría a través del inductor sería: VL = VI − VDS − I L XRL

(2.4-4)

En este periodo la corriente IL fluye desde la fuente a través de Q1 hacia tierra, siguiendo la convención de polaridad en la figura 2.6 la corriente a través del inductor se incrementa como resultado del voltaje de entrada. Tomando en cuenta que el voltaje de entrada es constante, la corriente IL crece en forma lineal. El incremento de corriente en el inductor se puede representar con la siguiente relación:

VL = L ×

diL dt

(2.4-5)

11 y se obtiene: ∆I L =

VL × ∆T L

(2.4-6)

Así que el incremento de corriente en el estado “on” del transistor esta dado por.

∆I L (+) =

VI − (VDS + I L × RL ) × TON L

(2.4-7)

Durante este periodo la corriente de salida será suministrada por el capacitor C. Como se puede observar en la figura 2.7, durante el estado “off”, el transistor presenta una alta impedancia drain to source. La corriente que fluye por el inductor no puede cambiar de forma abrupta, esta corriente comienza a drenar por medio de D, debido a la caída de corriente en el inductor el voltaje VL cambia de polaridad y el diodo se polariza en forma directa y comienza a conducir. En este caso el voltaje que esta presente a través del inductor sería: VL = (V0 + VD + I L × RL ) − VI

(2.4-8)

Este voltaje es constante y negativo, entonces la corriente a través del inductor decrece en forma lineal. El decremento de corriente en el estado “off” en el inductor se puede representar con la siguiente relación: ∆I L (−) =

(V0 + VD + I L × RL ) − VI × TOFF L

(2.4-9)

12

Durante este periodo la corriente de salida es suministrada por la fuente, además de ser la fuente la que suministra la corriente que carga el capacitor de salida. Para efectos del análisis de estado estacionario las corrientes del inductor en el estado “on” y en el estado “off” son iguales, a esto se le conoce como balance voltios-segundos, lo cual produce lo siguiente: ∆I L (−) = ∆I L (+) =

V − (VDS + I L × RL (V0 + VD + I L × RL ) − VI × TON × TOFF = I L L

(2.4-10)

Lo cual nos arroja el importante resultado para el voltaje de salida V0:

V0 = (VI + I L × RL ) × (1 +

TON T ) − VD − VDS × ( ON ) TOFF TOFF

(2.4-11)

Se reacomoda la ecuación 2.4-11 usando las siguientes convenciones: TS = TON + TOFF D=

TON TS

(1 − D) =

(2.4-12) TOFF TS

El asumir TS = TON+TOFF debe ser para la condición de conducción continua únicamente. Así la ecuación 2.4.11 nos queda de la siguiente manera: V0 =

VI + I L × RL D − VD − VDS × 1− D 1− D

(2.4-13)

13 Durante este análisis se asume que el voltaje de salida es constante, osea que no tiene un rizado u oscilaciones ac durante los estados “on” y “off”, esto se hace escogiendo un capacitor lo suficientemente grande para que los cambios en el voltaje de salida sean imperceptibles, además de que se escoge un ESR bajo para descartar una caída de voltaje considerable debido a esta resistencia. Asumir esto es válido cuando se diseña un rizado ac mucho menor que la parte dc del voltaje de salida V0. Para efectos prácticos una simplificación común es hacer tender los valores de Vds, Vd y RL a cero, debido a su valor poco significativo, y la ecuación 2.4-13 exhibe la conocida relación para los convertidores boost, en donde el voltaje de salida se define regulando el ciclo de trabajo “D”, por medio de la siguiente relación: V0 =

VI 1− D

(2.4-14)

Existe una manera simple de entender el funcionamiento de una fuente del tipo boost, consiste en ver al inductor como un dispositivo almacenador de energía. Cuando Q1 se encuentra en el estado “on”, se le entrega energía al inductor, cuando Q1 se encuentra en estado “off”, el inductor y el voltaje de entrada suministran energía al capacitor de salida y a la carga, así el voltaje de salida es controlado por medio de cambiar el tiempo en que Q1 se encuentra en estado “on”. Así al incrementar D, la cantidad de energía entregada al inductor se incrementa; como resultado mas energía es entregada a la salida durante el estado “off” de Q1, resultando esto en un aumento en el voltaje de salida.

14 En lo que respecta a la corriente de salida como se puede ver en las figuras 2.6 y 2.7, el inductor entrega corriente únicamente durante el estado “off” de Q1, esta corriente promediada durante un ciclo completo debe ser igual a la corriente de salida I0, pues la corriente promedio del capacitor es cero, esto debido a que se carga durante el estado “off” de Q1 y entrega toda su carga durante el estado “on” de Q1. En otras palabras entrega toda la corriente que recibe, lo cual da un promedio de cero. Así se tiene la expresión que relaciona la corriente de entrada IL con la de salida I0: I 0 = I LPROM × (1 − D)

(2.4-15)

Modo discontinuo: Existe un nivel crítico de la corriente de salida I0, por debajo del cual el convertidor empieza a exhibir un comportamiento llamado discontinuo.

Figura 2.9 Formas de onda en el limite de funcionamiento continuo

15 En el modo continuo la corriente promedio del inductor sigue la corriente de salida, esto es, si la corriente de salida disminuye, la corriente ILPROM disminuye de forma proporcional, y las corrientes pico máxima y mínima mantienen la relación ∆IL. La característica que describe el comportamiento discontinuo es que por una porción del ciclo de swiching, la corriente del inductor IL se hace cero. En la etapa de potencia del convertidor boost, si la corriente del inductor trata de caer por debajo de cero, esta se detiene en cero y se mantiene ahí hasta el comienzo del siguiente ciclo, esto debido a que el diodo D1 solo puede conducir corriente en un sentido. En el modo discontinuo existen tres estados durante cada ciclo.

Figura 2.10 Corriente en el inductor para funcionamiento discontinuo

16 Tanto la respuesta en frecuencia como la relación entrada salida en modo discontinuo son diferentes al continuo, por lo tanto se debe hacer un análisis para este caso en particular. Como se dijo anteriormente, en modo discontinuo existen tres diferentes estados, el estado de “on”, en el cual el transistor Q1 se encuentra conduciendo, y el diodo D1 se encuentra apagado, el estado de “off” en el cual Q1 se encuentra apagado y D1 está conduciendo. Estos dos estados son familiares con la teoría del modo continuo hasta ahora expuesta y se representan de igual manera por los circuitos de las figuras 2.6 y 2.7; para el caso discontinuo aparece el estado en que tanto Q1 como D1 se encuentran en estado “off”. El estado On tiene una duración de: Ton = D * Ts

(2.4-16)

El estado Off tiene una duración de:

Toff = D2 * Ts

(2.4-17)

El estado intermedio se describe como sigue: TS − TON − Toff = D3 * Ts

(2.4-18)

17 Estas relaciones se pueden ver gráficamente de la siguiente manera:

Figura 2.11 Formas de onda para funcionamiento discontinuo

18 Se hace un análisis menos extenso que para el caso continuo pero siguiendo las mismas convenciones. Así que el incremento de corriente en el estado “on” del transistor esta dado por. ∆I L (+) =

VI V × TON = I × D × TS = I PK L L

(2.4-19)

Para este caso, la magnitud ∆IL(+) = IPK pues en modo discontinuo la corriente empieza en cero en cada ciclo. La caída de corriente en el inductor durante el modo “off” se describe de la siguiente manera: ∆I L (−) =

V0 − VI V − VI × TOFF = 0 × D2 × TS (2.4-20) L L

De la misma forma que en el modo continuo sucede que ∆IL(+) = ∆IL(-), con lo cual se puede obtener una relación para V0. V0 = VI ×

TON + TOFF D + D2 = VI × TOFF D2

(2.4-21)

De aquí se puede calcular la corriente de salida I0 dividiendo el voltaje de salida entre la carga R:

I0 =

V0 1 1  = ×  × I PK × D2 × TS  R TS  2 

(2.4-22)

19 Ahora se utiliza la expresión IPK, se sustituye en la ecuación anterior y nos da las siguientes relaciónes: I0 =

 V0 1 1 V  = ×  ×  I × D × TS  × D2 × TS  (2.4-23) R TS  2  L  

I0 =

V0 VI × D × D2 × TS = R 2× L

(2.4-24)

Así se tienen tres ecuaciones en términos de VI, D y D2, de ellas tres se puede obtener una expresión para el voltaje de salida V0. De esta manera se tiene la siguiente relación:

V0 = VI ×

4 × D2 K 2

1+ 1+

(2.4-25)

Con K denotada por la expresión:

K=

2× L R × TS

(2.4-26)

De las anteriores relaciones se puede observar una de las principales diferencias entre los dos modos continuo y discontinuo. Para el modo discontinuo el voltaje de salida depende de el voltaje de entrada, ciclo de trabajo D, inductancia L, frecuencia de switching y la carga aplicada a la salida, en cambio para el modo continuo, el voltaje de salida es dependiente únicamente de el voltaje de entrada y el ciclo de trabajo. En aplicaciones comunes normalmente una fuente conmutada es diseñada para mantener su funcionamiento

20 en uno de los dos modos, y se cuida en el diseño que no se salga de los parámetros originales de operación. Inductancia crítica: Como se vio anteriormente, el modo de conducción de una fuente conmutada es una función del voltaje de entrada, voltaje de salida, corriente de salida y el valor del inductor. Normalmente una fuente se diseña para operar en modo continuo para cargas de corriente que no sean menores de 5 a 10% de la carga máxima, así usualmente los parámetros de rango de voltaje de entrada VI, voltaje de salida V0 y corriente de salida I0 se definen por la parte de potencia de la fuente, dejando al valor del inductor la función de mantener el funcionamiento continuo de la fuente. Para obtener el valor mínimo del inductor necesario para mantener operación continua de una fuente conmutada, primero se define una corriente I0CRIT que es la corriente mínima que debe entregar la fuente para mantener su funcionamiento continuo(ver figura 2.9). Existe una corriente mínima promedio para mantener una operación continua en la fuente, la cual se define por: I MIN − PROM =

∆I L 2

(2.4-27)

Seguidamente se debe calcular L de manera que se satisfaga la relación anterior, para esto se puede utilizar cualquiera de las relaciones ∆IL(+) o ∆IL(-) para obtener ∆IL. En este caso se utilizará la expresión ∆IL(+) y se tomará el peor caso, esto es cuando el voltaje de

21 entrada es la mitad del de salida donde se obtiene el LMIN de mas inductancia, por lo tanto nos dará el mayor valor de ∆IL. Se sustituye y se resuelve para LMIN:

T 1 LMIN ≥ × (VI + VDS − I L × RL ) × ON 2 I LMIN

(2.4-28)

La expresión anterior se puede simplificar para obtener la siguiente relación: LMIN ≥

V0 × TS 16 × I 0CRIT

(2.4-29)

Usando un inductor que satisfaga la expresión anterior, se garantiza que la fuente funcionará en modo continuo para valores de I0 > I0CRIT.

2.5

Selección de componentes

Luego de la etapa de diseño, se debe proceder a la escogencia idónea de los componentes a usar en la construcción de la fuente conmutada.

Capacitor de salida: La función básica de este dispositivo es la de almacenar energía en su campo eléctrico, la cual será transferida a la carga en el ciclo de “on” del transistor para así mantener un voltaje de salida constante. La capacitancia de salida para la etapa de potencia de una fuente boost se escoge siguiendo los requerimientos para el rizado del voltaje máximo especificado que debe percibir la carga. Este parámetro es determinado por la impedancia serie del capacitor y la corriente de

22 salida de la fuente. Existen tres características del capacitor que afectan la impedancia serie y el rizado de voltaje del mismo, la resistencia serie equivalente (ESR), la inductancia serie equivalente(ESL), y la capacitancia(C). Para la fuente en modo continuo, existe una expresión que relaciona la capacitancia con las variables corriente de salida I0, frecuencia switching fS, y el rizado deseado a la salida de la siguiente manera: C≥

I 0 MAX × DMAX f S × ∆V0

(2.5-1)

Se utilizan valores máximos tanto de corriente I0MAX como de ciclo de trabajo DMAX, con el fin de diseñar para condiciones extremas de operación. También existe una relación para determinar el valor máximo permisible de el ESR necesario para limitar el rizado de voltaje de salida ∆V0 pico-pico, la cual se usa partiendo del hecho de que se ha escogido una capacitancia los suficientemente grande como para que el rizado de voltaje se pueda ignorar. La misma se describe a continuación:   ∆V0 ESR ≤   I 0 MAX ∆I + L  2  1 − DMAX

     

(2.5-2)

El rizado de corriente que pasa a través de la resistencia ESR, produce un incremento en la temperatura a causa de la disipación de potencia en el capacitor. Esta temperatura puede causar daños internos al capacitor disminuyendo así la vida del mismo.

23 La corriente que pasa por el capacitor esta dada por la corriente que pasa por el diodo ID menos la corriente de salida I0, de esta manera la corriente de rizado RMS que fluirá por el capacitor de salida esta dada por:

I CRMS = I 0

D 1− D

(2.5-3)

Existen principalmente tres tecnologías de capacitores a bajo costo y disponibles comercialmente que se pueden usar para los diseños de fuentes, existen los de baja impedancia en aluminio, semiconductor orgánico y los de tantalio solido. Los de alumino o tambien llamados electrolíticos son los de mas bajo costo y se pueden conseguir altas capacitancias en empaquetados pequeños, pero tienen el inconveniente de poseer el ESR mas alto de los tres tipos. Los del tipo semiconductor orgánico electrolíticos se han estado usando mucho en los últimos años pues ofrecen la mejor relación bajo ESR-tamaño según capacitancia. Pero la mejor opción a la hora de escoger el capacitor idóneo es la tecnología de tantalio sólido, pues existen familias enteras diseñadas para aplicaciones de fuentes conmutadas, las cuales ofrecen un comportamiento estable en el rango de temperatura con un ESR bajo, también poseen la capacidad de un alto rizado de corriente, bajo ESL y una excelente relación volumen-capacitancia.

24 Inductancia: Como se mencionó anteriormente, la función del inductor en una fuente conmutada es la de almacenar energía por medio de su campo magnético debido al paso de corriente a través de su devanado. De esta forma la función del inductor es la de tratar de mantener un flujo constante de corriente o limitar la taza de cambio de la corriente que transita por el. El valor del inductor se selecciona para limitar el rizado de corriente pico-pico que transita por el, tanto así que su escogencia incide en la manera de funcionamiento de la fuente, sea este continuo o discontinuo. Otros factores a considerar a la hora de diseñar el inductor que se debe usar son la corriente pico dc y la frecuencia de operación. El factor de la corriente dc pico, es importante pues una escogencia acertada evita problemas de calentamiento o saturación del inductor, por otro lado mantener el mismo trabajando por debajo de su frecuencia máxima asegura que las máximas perdidas en el núcleo no son excedidas. Existen varios tipo de inductores en el mercado, pero los mas comunes son los de núcleo de ferrita o de hierro pulverizado. En este dispositivo también se dan problemas por perdidas por disipación de potencia debido a su resistencia interna, lo que causa aumento de temperatura. La temperatura excesiva puede causar problemas de aislamiento del devanado del inductor y causar un aumento en las perdidas en el núcleo. La relación que indica las perdidas por potencia en el inductor es la siguiente: 2

PINDUCTOR

 I  =  0  × RCU + PNUCLEO 1− D 

(2.5-4)

25 Transistor: La función de este dispositivo es la de controlar el fluido de energía desde la fuente de entrada hasta la salida de la fuente. En el caso de una fuente boost, el transistor conecta o desconecta la entrada del circuito con el filtro de salida. Usualmente se utilizan transistores del tipo MOSFET por su relación costo-desempeño. Los hay en tecnología de canal N y canal P, siendo la mas usada la de canal N pues el manejo de este transistor es mas sencillo. La potencia disipada en el transistor se da por la siguiente relación. 2

2

1  I   I  PQ =  0  × RDSON × D + × (V0 ) ×  0  (t r + t f )× f S + QGATE × VGS × f S 2 1− D  1− D 

(2.5-5)

donde tr y tf son los tiempos de rise y fall del transistor, y QGATE es la capacitancia gate-tosource. Otros factores importantes a tomar en cuenta a la hora de escoger el transistor, es el máximo voltaje de rotura drain-to-source, V(BR)DSS, y la máxima corriente de drenado ID(Max). El dispositivo seleccionado debe tener un V(BR)DSS mayor que el voltaje máximo de salida y se debe dejar algún margen para los transciendes y los spikes. También el MOSFET seleccionado debe tener una ID(Max) por lo menos dos veces mayor que la máxima corriente del inductor. En algunos casos la temperatura también es un factor limitante, por la tanto también es importante calcular la temperatura de juntura, y esto se puede hacer de la siguiente manera:

26 TJ = TA × PD × RθJA

(2.5-6)

Diodo de salida: El diodo de salida conduce cuando el transistor

Q1

se encuentra apagado, y conduce la

corriente que pasa por el inductor hacia la carga de salida y hacia el capacitor para que este se cargue y provea a la carga de la energía necesaria durante el estado “on” del transistor. Las características a tomar en cuenta para la escogencia del diodo son, rapidez de switching, voltaje de breakdown, corriente y un bajo voltaje de caída en conducción para reducir pérdidas por disipación de potencia. Usualmente una escogencia acertada es la de usar un diodo Schottky, con un voltaje de breakdown mayor que el voltaje de salida y también se debe tomar en cuenta un margen por los transciendes y los spikes. La corriente nominal del diodo debe ser por lo menos dos veces la corriente de salida del convertidor boost, aunque es usual que la corriente máxima del diodo sea mucho mayor que la corriente de salida, esto debido a que las perdidas por temperatura juegan un papel muy importante a la hora de escoger el dispositivo. La potencia que se disipa en el diodo se puede calcular como resultado de el voltaje de forward del diodo y la corriente de salida, pues las perdidas por el switching son insignificantes comparadas con las que se disipan por el paso de corriente a través del diodo. Así la potencia disipada en el diodo esta dada por la siguiente relación:+

PD = VD × I 0

(2.5-7)

27 La temperatura de juntura del diodo se puede calcular de la siguiente manera: TJ = TA × PD × RθJA

(2.5-8)

28

CAPÍTULO 3: Diseño En el presente capitulo se enumeran los pasos seguidos durante el proceso de diseño de la fuente conmutada, todo esto apoyado en la teoría expuesta en el capitulo 2. Se ha escogido que la fuente boost de este proyecto funcione en modo continuo, y con las siguientes especificaciones: VIN = 12 VDC V0 = 24 VDC I0max = 500 mA fS = 60Khz

3.1 Calculo del inductor: Así primeramente se calculará el inductor mínimo que debe tener la fuente para garantizar el funcionamiento continuo. La relación que indica cual es el valor de inductancia mínima que se debe tener está dado por la formula 2.4-29 del capitulo 2: 1 60000 = 166 µH ≥ 16 × 0.15 24 ×

LMIN

Aquí se ha tomado I0CRIT como el 30% de la corriente total de salida, dando como resultado un valor para el inductor de 166µH. Por ser un dispositivo educativo se decidido poner un inductor menor a lo especificado, esto para poder estudiar el funcionamiento discontinuo de

29 la fuente. El limite entre el modo continuo y el discontinuo se da cuando I0=300mA, por debajo de este valor el circuito se comporta en modo discontinuo y por arriba de este limite el funcionamiento es continuo. Ahora se debe calcular el valor de la corriente IPK, para seleccionar la capacidad de corriente que debe tener el devanado del inductor. El cálculo de esa corriente se pueda hacer de la siguiente manera:  ∆I  I I LPK =  0  + L 2  (1 − D)  De aquí se nota que se deben hacer varios cálculos previos para poder obtener la corriente pico en el inductor, lo primero que se calculara es el ciclo de trabajo D. De la ecuación 2.4-14 se tiene que la relación de conversión de una fuente boost es la siguiente: V0 =

VI 1− D

Así se despeja D y la expresión anterior queda de la siguiente manera: D = 1−

VIN V0

Sustituyendo valores da como resultado: D = 1−

12 = 0.5 24

Por otro lado se debe calcular ILPK pero antes se debe conocer ∆IL,

30 ∆I L =

VIN × D × TS L

Sustituyendo valores da como resultado:  1  12 × 0.5 ×    60000  = 0.5 A ∆I L = 0.0002 Así con toda la información se puede calcular la corriente pico que debe soportar el inductor,

 0.5  0.5 I LPK =  = 1.25 A +  (1 − 0.5)  2

3.2 Diseño del capacitor Por regla de diseño la razón entre el rizado del voltaje de salida y el valor de este voltaje no debe exceder el 5% del valor del voltaje de salida, esto es:

∆V0 ≤ 5% V0 Se escoge un rizado de 0.1V, así la relación anterior tiene como resultado: 0.1V = 0.00416 24V Lo cual satisface la relación del 5%, ahora teniendo en cuenta el valor del rizado se calcula el valor del capacitor mínimo para cumplir con los requerimientos de salida. C≥

0.5 × 0.6 = 50µf 60000 × 0.1

31 Para estas condiciones se escoge un capacitor de 470µf que cumple de manera holgada el requerimiento de diseño, además se debe considerar para un mínimo de 35V, pues ese es el voltaje que estaría dando la fuente con un ciclo de trabajo de 0.6. La máxima corriente que estaría circulando a través del capacitor se calcula de la siguiente manera: I CPK = I LPK − I 0 Así el capacitor tendrá una corriente máxima de: I CPK = 1.25 − 0.5 = 0.75 A Se escogió utilizar para este proyecto capacitores de la marca Cosonic por ser de fácil acceso en cualquier electrónica del país.

3.3 Diseño del transistor Para esta fuente se ha escogido utilizar la tecnología MOSFET de canal N, con un voltaje mínimo breakdown drain-to-source de V(BR)DSS=24V, y una corriente de drenado de ID=2A. Además debe ser capaz de reaccionar a la frecuencia de switching, por lo tanto debe ser tomado en cuenta tanto el tiempo de rise como el tiempo de fall. Se debe considerar además utilizar un circuito driver MOSFET, pues se esta considerando el uso de un transistor tipo N, que tiene una capacitancia intrínseca la cual no permite que el dispositivo entre en estado de off con la rapidez necesaria.

32 Para los efectos del dispositivo driver MOSFET se decidió utilizar el CD4050 que viene en un encapsulado de 16 patas, conteniendo 6 compuertas CMOS. Para la descarga del MOSFET se utilizaran todas las compuertas que contiene el chip en forma paralela.

Figura 3.1 Distribución de pines para el CD4050

Este dispositivo soporta un rango de alimentación que va desde los -5Vdc a los 20Vdc, de la figura 3.1 se puede notar que el pin #1 es el que corresponde a la alimentación, así que se conectara directamente al suministro de entrada, es decir a 12Vdc. Los pines de entrada a las compuertas lógicas que deben ser conectados en paralelo son los 3,5,7,9,11,14. Este es el punto de entrada de los pulsos provenientes del circuito PWM que harán conmutar le dispositivo MOSFET. Por otra parte los pines de salida hacia el MOSFET y que también deben ser conectados en paralelo son 2,4,6,10,12,15. Por ultimo el pin 8 debe ser conectado a tierra y el pin 16 no se conecta, de esta forma el circuito debe quedar conectado como sigue:

33

Figura 3.2 Conexión de pines para el CD4050

3.4 Diseño del diodo Para esta aplicación se debe usar un diodo rápido, esto es que soporte la frecuencia de oscilación de 60 Khz que se ha definido para operar esta fuente, para ello se debe usar un diodo Schottky. El voltaje de breakdown que debe poseer este dispositivo debe ser mayor que el voltaje máximo de salida V0=24V y con una corriente de drenado de por lo menos ID1=1A, lo que equivale a dos veces la corriente de salida nominal.

3.5 Dispositivo PWM Como se dijo anteriormente en el capitulo II, el dispositivo PWM es el encargado de controlar la frecuencia de switching de la fuente, esto es la cantidad de veces por segundo que el transistor debe conmutar.

34 El dispositivo a utilizar debe ser capaz de oscilar a los 60Khz que se definieron para el diseño de la fuente. Para la construcción de la fuente se exploraron varias opciones y se escogió el SG3524.

Figura 3.3 Distribución de pines para el SG3524

Este circuito incorpora varias funciones importantes, posee dos salidas con dos transistores que se pueden conectar ya sea de forma individual para obtener un máximo ciclo de trabajo de 45% o en paralelo para obtener un ciclo de trabajo máximo de 90%, la razón por la cual se puede trabajar de esta forma es que cada transistor deja un 5% de apagado para que ambos no estén conduciendo al mismo tiempo, para este diseño se conectaran ambas salidas pues es necesario un ciclo de trabajo de 50%. El oscilador que posee es fácil de programar para la frecuencia deseada, este parámetro depende únicamente de dos variables, las cuales son RT y CT, cuya única restricción es 1.8K ≤ RT ≤ 100K y 0.001µf ≤ CT ≤ 0.1µf. Otra de las características de este dispositivo es que contiene un circuito de censado de

35 corriente, estos son los 4 y 5, que se utilizan para proteger el dispositivo, pero en esta aplicación se ha dispuesto un circuito aparte para ese fin que será explicado con mas detalle mas adelante en este documento. Cuenta además con un voltaje de referencia interno de 5Vdc, el cual se encuentra en los pines 2 y 1 para realizar el control a lazo cerrado. A continuación se enumeran los parámetros de los elementos externos que se utilizaran para la configuración de SG3524.

Figura 3.4 Configuración de pines para el SG3524

36 Primeramente se debe exponer la relación que define la frecuencia de oscilación, la misma se detalla a continuación:

f =

1.30 RT CT

(3.5-1)

Con f en Khz RT en KΏ CT en µf Se utilizara un capacitor de CT=0.01 µf y una resistencia de RT=2.2K en serie con un potenciómetro de 10K, lo cual permitirá variar la frecuencia de oscilación. Para determinar el rango de frecuencia en que será posible operar la fuente se debe calcular la mayor y la menor. f MIN =

1.30 = 10.6 Khz 12.2 × 0.01

f MAX =

1.30 = 60 Khz 2.2 × 0.01

Se ha tomado la previsión de limitar al circuito oscilador a una frecuencia de 60Khz por motivos de seguridad pues los componentes fueron seleccionados para una frecuencia de 60Khz.

37 Por otro lado se debe instalar un circuito que se conectara entre los pines 16, 2 y tierra para lograr variar el ciclo de trabajo. Para este fin se dispuso un arreglo de resistencias con un potenciómetro de la siguiente manera:

Figura 3.5 Circuito para variación de ciclo de trabajo

Otra importante implementación es el uso del pin #9 de compensación, esto es añadir un cero para contribuir a la estabilidad del circuito. Para este fin se implementa un filtro que consiste de una resistencia en serie con un capacitor de la siguiente manera:

38

Figura 3.6 Circuito para compensación

3.6 Otros circuitos Como se dijo anteriormente se le han adicionado circuitos a la fuente, los cuales se describen a continuación:

39 Protección de sobrecorriente para el MOSFET:

Figura 3.7 Circuito de protección de sobrecorriente En este circuito sirve para indicar que existe un exceso de corriente que podría afectar los componentes de la fuente. Se ha incorporado un LED que se enciende al darse la sobrecarga. Circuito de monitoreo de corriente en el inductor: Con el fin de poder observar la el comportamiento de la corriente en el inductor, se ha implementado un circuito que permite tomar ese dato sin interferir en el funcionamiento normal del mismo. Se ha incluido un circuito que consiste de un sensor con una apariencia similar a un inductor toroidal en serie con una resistencia, y por el medio de este sensor se hará pasar un

40 cable que comunicara al inductor con la fuente de alimentación. Dicho circuito se describe a continuación:

Figura 3.8 Circuito para monitoreo de corriente en inductor

Circuito de carga variable Dummy load: Se quiso tener la posibilidad de variar la carga aplicada a la fuente, con el fin de ilustrar el comportamiento bajo diferentes condiciones de carga. Para esto se implemento un circuito con un LM317 que es un dispositivo usado para variar el voltaje de salida según la posición de una resistencia variable. A la salida de este dispositivo se pondrá una resistencia de

41 cerámica de 20Ώ 10W, a la cual se le variara el voltaje para así cambiar el consumo de corriente y someter a la fuente a diferentes niveles de amperaje. El circuito dispuesto para este fin se describe a continuación:

Figura 3.9 Circuito de carga variable

42

CAPÍTULO 4: Construcción En este capitulo se hará una descripción de la construcción de la fuente. El circuito a implementar es el siguiente:

Figura 4.1 Circuito fuente Boost con CD4050

43

Figura 4.2 Circuito definitivo fuente Boost sin CD4050

44 Para el momento de iniciada esta parte, no se contaba con el SG3524 pues es difícil de conseguir en el mercado nacional, por lo que se hicieron pruebas iniciales utilizando un LM555 como oscilador. La fuente de alimentación que se escogió utilizar es una batería de 12Vdc, marca TOYO con una capacidad de 4.5 A. Esta escogencia se hizo pensando en el fácil transporte de la fuente. Lo primero que se hizo fue montar el circuito en una protoboard:

Figura 4.3 Montaje del circuito en protoboard Una vez que el circuito se tuvo montado en la protoboard, lo primero que se hizo fue cerciorarse de que el 555 estuviera oscilando, esto para evitar un corto circuito pues el inductor se comporta como un cable a baja frecuencia. Para esta prueba se sustituyo el inductor por un arreglo resistencia-LED en serie y se comprobó que el 555 estaba oscilando.

45 Se noto que la tierra estaba un poco sucia, esto es que se podían ver oscilaciones presentes al medir el voltaje entre tierra y el positivo de 12Vdc, así que se determino la necesidad de implementar un capactitor entre positivo y tierra. Con esta configuración se tomaron los siguiente datos: T=14.2 µs Ton=1.4 µs esto nos da un D=9% F=70 Khz Se manipulo el potenciómetro y se tomaron nuevamente medidas, recopilando los siguientes datos: T=16.4 µs Ton=13.6 µs esto nos da un D=82% F=73 Khz Una vez hecha la corroboración de que existía frecuencia en el circuito, fue prudente la colocación del inductor. Se incluyo una carga de 200Ώ al circuito y se midió el voltaje a la salida, se comenzo a mover el potenciómetro hasta alcanzar 24Vdc la salida. Una vez conseguida esta condicion se tomaron los siguiente valores: f=62 Khz T=16 µs Ton=6.8 µs esto nos da un D=42% VI=12.51 V0=24Vdc

46 Lo cual da evidencia del correcto funcionamiento de la fuente, con poca precisión en lo que respecta el ciclo de trabajo pues el circuito utilizado para oscilar no era el indicado. Una vez encontrado el dispositivo SG3524, se sustituyo en la protoboard y se procedió a hacer las conexiones correspondientes, y a incluir el driver MOSFET. Se procedió a comprobar que el circuito oscilaba, para lo cual se implemento el arreglo resistencia-LED en serie en lugar del inductor, lo cual se ilustra por la siguiente imagen:

Figura 4.4 Prueba de oscilación del SG3524 El SG3524 estaba oscilando a f=52.85 Khz, así que era seguro incorporar el inductor. Se incorporo el inductor y se realizaron mediciones de voltaje de entrada, voltaje de salida, ciclo de trabajo y frecuencia.

47

Figura 4.5 Corroboración de parámetros de diseño De la imagen se puede apreciar que la fuente responde a los requerimientos de diseño, según esta medición se obtuvo: VIN=12.44 Vdc VOUT=24.6 Vdc f=52.92 Khz Una vez comprobado el correcto funcionamiento de la fuente, se procedió a ensamblar el circuito en una placa, usando los mismos componentes que se utilizaron el las pruebas preliminares. El primer paso para pasar del protoboard al circuito en la placa fue establecer la distribución de los componentes, para ello se hizo un diagrama a mano el cual se muestra a continuación:

48

Figura 4.6 Diagrama de localización de componentes En dicho diagrama se dibujo la distribución final que debería tener el circuito por cuestiones de espacio físico, el diagrama no fue hecho a escala pues era un planeamiento preliminar. Luego de establecer el orden de los componentes, el paso siguiente fue des-ensamblar el circuito construido en la protoboard para así pasarlo a la placa perforada.

49

Figura 4.7 Posicionamiento de componentes en la placa La etapa de la soldadura de los componentes fue casi una tortura en un principio, esto debido a la falta de experiencia.

Figura 4.8 Parte anterior de la placa perforada

50

Se fueron incorporando los componentes uno a uno hasta completar la tediosa tarea, y como se estaba montando el circuito en una tabla únicamente con contactos de cobre en cada punto, se debió recurrir al uso de puentes hechos con cables, esto con el inconveniente de dar un mal aspecto estético y la posibilidad de que se pudiera desprender alguno de sus puntos de soldadura.

Figura 4.9 Circuito terminado

Una de las partes mas duras de esta sección del proyecto fue la conexión de las seis compuertas lógicas que componen el driver MOSFET, pues se debio implementar una

51 especie de bus con un cable y aplicando soldadura en toda la superficie. Luego de construido este bus se soldaron todas las patas en su respectivo sitio.

Figura 4.10 Detalle de conexión del CD4050

Como se dijo anteriormente se implemento un circuito para el monitoreo de la corriente en el inductor. La manera en que se construyo dicho circuito fue colocando un sensor de forma toroidal y haciendo pasar por su interior el cable que estaría alimentando al inductor principal, con esto se consiguen medidas de la corriente en el inductor sin tocar el circuito principal. La forma en que quedo configurado finalmente dicho circuito se muestra en la figura

52

Figura 4.11 Detalle del circuito de sensado de corriente del inductor

En color negro se puede ver el cable que atraviesa el sensor toroidal. Los circuitos integrados SG3524 y el CD4050 fueron colocados en bases que se soldaron al circuito, siendo estos dos dispositivos de fácil acceso para realizar su cambio en caso de falla. Finalmente se concluyo con la parte de ensamblado del circuito y se procedió a realizar las pruebas correspondientes que confrontarían la teoría con la realidad del circuito.

53

Figura 4.12 Circuito finalizado

Figura 4.13 Otra vista del circuito terminado

54

CAPÍTULO 5: Pruebas En este capitulo se exponen las pruebas a las que fue sometido el circuito para así determinar su desempeño y compararlo con la teoría. El circuito fue monitoreado con dos testers y un osciloscopio, el primer tester fue conectado a la salida del circuito para obtener el V0, el segundo tester se conecto en la resistencia de 20Ώ de la Dummy load, para obtener de forma indirecta la medición de corriente, y el osciloscopio se conecto a la salida del SG3524 para monitorear los pulsos.

Figura 5.1 Cesión de pruebas al circuito

55

Figura 5.2 Detalle de las mediciones

Como se dijo antes el circuito es capaz de trabajar tanto en modo continuo como discontinuo, por lo que se hicieron mediciones en ambos modos.

En la tabla 5.1 se pueden observar las mediciones que se le hicieron al circuito bajo una carga mínima de 61.4 mA, esto es trabajando en modo discontinuo. Tanto Ton como T están medidos en µs, I0 esta en amperios y los voltajes en voltios.

56

Tabla 4.1 Prueba a carga mínima

Además de tabular la relación de D vs V0, se ha incorporado una columna mas que contiene la información de el voltaje esperado según la relación teórica para los convertidores boost.

57 Aquí se sometió la fuente a una carga de I0=61.4mA y bajo estas condiciones la fuente se encuentra trabajando en modo discontinuo, por lo cual el comportamiento de la fuente no es lo esperado teóricamente, para V0=24 se trabaja con un D=0.303797. Se realizo otra prueba con una corriente de salida de I0=130mA, el comportamiento del circuito a esta corriente todavía es discontinuo.

Tabla 4.2 Prueba a I0=130mA De la tabla 4.2 se puede notar que el circuito no ha salido del modo de operación discontinuo. Como se dijo previamente, el limite de carga entre el modo discontinuo y el modo continuo es de I0=300mA así que es valioso evaluar el comportamiento del circuito en ese limite.

58

Tabla 4.3 Prueba a I0=300mA Se supone que en este punto, el circuito se entra en modo de conducción continuo, de hecho se ve una gran mejoría en la respuesta. Se analiza el valor de diseño V0=24Vdc y se ve que el ciclo de trabajo tiene un valor de D=0.43038 el cual se acerca al valor de diseño D=0.5. Finalmente se realizo una prueba con los valores de diseño, esto es I0=500mA, prueba a plena carga, para obtener los valores de voltaje y de ciclo de trabajo, dicha información se muestra a continuación:

Tabla 4.4 Prueba a plena carga

59 En esta parte los resultados fueron mas que satisfactorios, a plena carga el circuito mostró un gran desempeño, cumplió con lo especificado pues el ciclo de trabajo a 24Vdc fue de D=0.512821 contra D=0.5. Por otra parte se llevo al limite de potencia entregando 500mA a 27Vdc, entregando una potencia de P0=13.5W. Se realizo una ultima prueba a lazo cerrado para probar la capacidad de control del PWM, se vario la carga y se midió el voltaje de salida obteniéndose los siguientes resultados.

Tabla 4.5 Prueba a lazo cerrado

60

CAPÍTULO 6: Conclusiones y recomendaciones Al finalizar el presente proyecto, se hace una recapitulación del trabajo realizado y existen varios aspectos que se deben mencionar: •

Como en todo circuito electrónico se debe tener un cuidado minucioso en la parte de diseño, para no topar con inconvenientes en la etapa de construcción.

•

En la etapa constructiva se debe tener especial cuidado cuando se interconecta el circuito, pues existe el caso de este diseño en particular que involucra un inductor, el cual se comporta como un corto circuito en dc. Se tuvo la experiencia de quemar varios fusibles pues el circuito oscilador no estaba funcionando de la manera apropiada, debido a un falso contacto que derivo en que se produjera un corto circuito que hubiera quemado irremediablemente algunos de los dispositivos de no estar protegido el circuito por el fusible. Para evitar esto antes de interconectar las diferentes partes del circuito se debe tener la certeza de que el SG3524 este oscilando, esto se debe hacer aislando el circuito oscilador del resto de los componentes y hacer la prueba de oscilación, o bien se puede sustituir el inductor por un diodo y una resistencia en serie, pero esto es especialmente difícil cuando se tiene el circuito con los puntos de soldadura.

•

Cuando se comenzaron a hacer las pruebas finales, se detecto un problema que consistía en que no había frecuencia en el MOSFET, se investigo la causa y se detecto que el problema estaba en el CD4050. Lo primero que se hizo fue verificar que los pulsos provenientes del SG3524 estuvieran llegando de la manera apropiada

61 a las entradas del CD4050, y todo se encontraba normal en ese punto pero a la salida los pulsos eran muy débiles. Se llego a la conclusión de que el circuito del CD4050 no era necesario así que fue removido de su lugar, sustituyéndose por una resistencia de 100Ώ y el problema fue eliminado. •

El circuito se comporto de la manera prevista, esto se extrae del estudio que se documento en las tablas 4.1, 4.2, 4.3, de lo cual se corrobora que la respuesta del circuito en modo discontinuo es muy distinta a la exhibida modo continuo.

BIBLIOGRAFÍA 1. Texas Instruments, TI-slva061-Understanding Boost SMPS 2. Golcher Barguil, L. Curso electrónica de potencia

62

APÉNDICES

63

64

Manual de construcción de fuente boost En este apartado se expone de manera detallada el proceso de construcción, para que de manera sencilla se pueda replicar la experiencia. Toda la diagramación del circuito se hizo utilizando el programa EAGLE 4.14 que es de licencia gratuita para fines didácticos y de prueba que puede ser accesado a la siguiente direccion www.cadsoft.de/freeware.htm. Con este programa se puede crear tanto el diagrama del circuito como el impreso. El paso del diagrama al circuito impreso se da muy rápidamente con un simple botón, lo interesante consiste en ordenar los componentes para que quepan en el área que permite la versión gratuita del software. Otra de las características importantes de este programa es que permite hacer un listado automático de los componentes utilizados en la construcción de la fuente, por medio de una herramienta que permite exportarla a un documento que puede ser tanto de texto como de excel. Dicha lista esta ligada al diagrama por el número de cada componente así como su descripción. A continuación se muestra el diagrama y dicha lista de componentes:

65

66

67 Todos los componentes antes listados son de fácil acceso en las electrónicas locales, y de un precio muy accesible. Usualmente las resistencias se adquieren en paquetes de 10 así que puede ser conveniente que el grupo se organice para adquirir las mismas y compartir el material. Es de suma importancia seguir el diagrama así como seguir las instrucciones al pie de la letra para evitar complicaciones a la hora de la implementación. ENSAMBLADO El paso siguiente es el de ensamblar todas las piezas de la fuente. Esto se hará sobre una placa perforada que se puede adquirir en cualquiera de las electrónicas donde se decida comprar el resto de los materiales. Esta placa perforada consta de un lado que tiene cuadros con cobre y un lado liso que será la parte superior de la fuente. Dichos cuadros de cobre tienen el propósito de adherir la soldadura que se aplicara a los componentes. El primer circuito que se soldara será el de la fuente propiamente.

Para mayor facilidad se pueden soldar todos los componentes primero y luego se procede a unir por medio de cables. Algo importante que puede ayudar a mantener el orden es que se

68 pueden crear líneas de soldadura por debajo de ambos postes de alimentación, con el fin de crear una superficie para hacer las múltiples conexiones que irán a estos terminales. Se debe soldar los postes de alimentación como primer paso, luego se debe unir el porta fusibles por medio de un cable con el poste de alimentación positivo. Del otro extremo del porta fusibles se debe soldar el capacitor C2 en su pata positiva para luego soldar la pata negativa a tierra (poste de alimentación negativo), este capacitor sirve de filtro únicamente. De la pata positiva del capacitor se debe soldar un arreglo de resistencia (R17) diodo(LED1) en serie, el cátodo del diodo deber ser conectado a tierra. El paso siguiente es soldar un cable que salga por el lado superior de la placa perforada y se debe dejar un extremo sin soldar, se explicara posteriormente el propósito de este cable, en el diagrama se denomina este cable como JP2. Se debe dejar 5cm desde que este cable sobresale hasta el inductor (L1). Luego de soldar ambas patas de L1 se debe unir la pata derecha con el Drain del transistor Q1 IRFZ44, que es la patilla del centro si se tiene el transistor de frente, luego la tercera patilla debe ser conectada a la resistencia R10 y luego esta resistencia deberá ser conectada a tierra. De este punto se debe conectar el ánodo del diodo NTE586 denominado D1, del cátodo del diodo debe conectarse la patilla positiva del capacitor de salida y la negativa será conectada a tierra(poste negativo). Una vez ensamblados los componentes primarios de la fuente boost, se procede a el armado de la carga variable o Dummy load. La siguiente figura describe las conexiones que se deben hacer para construir esta etapa del circuito.

69

El dispositivo LM317 utilizado viene en un empaquetado TO-220, de tres patas, la pata 1 debe ser conectada a una de las patas exteriores del potenciómetro R3 y la pata del centro debe ser aterrizada. Seguidamente se deben poner en seria las resistencia R13 y R14, del extremo libre de R15 se debe conectar la patilla 2 del LM317 y el extremo libre de R14 debe ir a tierra. Finalmente se debe colocar la resistencia R21 de 10W entre la patilla 2 del LM317 y tierra, esto completa la implementación de este circuito. El siguiente circuito a implementar es el del PWM y la protección de sobrecorriente.

70 Para la implementación del PWM, se adquirió una base la cual se suelda y queda fija a la placa perforada y en la cual se coloca el SG3524, se implemento de esta forma para que en caso de que el PWM tenga algún problema, pueda ser reemplazado sin mayores costos. En el diagrama el programa EAGLE hizo un reacomodo de las patillas, por lo cual se debe seguir el orden que se detalla a continuación.

A la patilla 1 se debe conectar el pin central (1S) del switch S1, pues en esta patilla es donde se establece el modo de lazo abierto-lazo cerrado. A la patilla 2 se debe conectar el pin central de potenciómetro R2 de 10K visto de frente, es decir con la perilla hacia la cara, la patilla izquierda (1E) de este debe ser conectada a R7 de 2K y el otro extremo de R7 debe ser conectado a la patilla 16 del PWM. La patilla derecha del potenciómetro (1A) debe ser conectada a la resistencia R6 de 22K y el otro extremo de esta resistencia debe ir a tierra, por medio de este circuito se variara el ciclo de trabajo de la fuente. Las patillas 3,4, y 5 no se conectan.

71 La patilla 6 es donde se conecta RT, que para este caso en particular se conectara una resistencia R5 de 2.2K en serie con el potenciómetro R1 de 10K, el cual debe de ser conectado solamente con una de las patas exteriores y la del centro. La patilla 7 es donde se conecta CT, en el diagrama C4 el cual debe ser puesto a tierra en el otro extremo. La patilla 8 es la referencia del SG3524, por esto debe de ser conectada directamente a tierra. A la patilla 9 se debe conectar la resistencia R4 en serie con el capacitor C5, además esta patilla debe ser conectada al pin numero uno (S1) del switch que servirá para alternar entre lazo cerrado y lazo abierto. La patilla 10 no se conectara en esta configuración. La conexión alterna que debe hacerse por medio del switch en S3, es decir para cerrar el lazo de control, consiste en un arreglo de tres resistencias. R19 debe ser conectada directamente a la salida de la fuente, esto es al nodo de conexión entre el diodo y el capacitor de salida, luego se debe conectar en serie R8 y este punto debe ser conectado a la patilla 3 del switch y de este mismo nodo debe ser conectada la resistencia R9 la cual debe ser puesta a tierra en el otro extremo. Las patillas 12 y 13 deberán ser conectadas a la alimentación directamente, pues se trata de los colectores de los transistores que se encargaran de crear los pulsos que irán hacia el transistor MOSFET de la fuente. De igual forma las patillas 11 y 14 deben ser conectadas juntas, esta unión se debe conectar a la resistencia R20, luego se conecta a la resistencia R13 la cual debe ser conectada a tierra en el otro extremo, de este mismo nodo se debe realizar la conexión hacia el Gate del MOSFET.

72 El siguiente circuito que se debe ensamblar es el del circuito de protección del MOSFET. Como se dijo anteriormente la tercera patilla del MOSFET esta conectada a la resistencia R10, de este nodo se debe conectar R11 la cual debe ser conectada en el otro extremo a la base del transistor 2N2222, al colector de este transistor se debe conectar el arreglo serie R12-LED2, al otro extremo se debe alimentar R12 con los 12 voltios de entrada de la fuente. Siguiendo el diagrama, al cátodo del LED2 se debe conectar el cátodo del D3, al ánodo de este se debe conectar la resistencia R16 la cual debe ser conectada en el otro extremo a la alimentación, de este mismo nodo debe conectarse el capacitor C3 en su patilla positiva y la negativa debe de ir a tierra. De la misma forma a este nodo se debe conectar D2 por medio de su cátodo y su ánodo debe ir conectado a la patilla 9 del PWM, el emisor del transistor T1 debe ser puesto a tierra. El ultimo circuito que se debe armar es el monitoreo de corriente en el inductor, el cual se muestra a continuación:

El circuito esta completamente aislado del resto de componentes, como se muestra en la figura, se suelda el sensor toroidal L2 en serie con la resistencia R18 para hacer un circuito cerrado, se aterriza el circuito en el nodo de unión.

73 Al principio de este apartado, se dejo un cable sin conexión denominado JP2 el cual unirá el porta fusible con el inductor L1. Se debe pasar este cable a lo interno del sensor para que este último pueda captar la corriente que pasara por el inductor L1. Se dejo la conexión de este cable de ultimo, pues antes de realizarla se debe corroborar que el transistor esta recibiendo los pulsos provenientes del PWM, esto es para prevenir que el inductor se comporte como un cable por la falta de frecuencia y se de un corto. Una vez corroborado esto se puede soldar este cable y conectar el inductor al resto del circuito. En la sección de anexos se pueden encontrar todas las hojas de datos de los dispositivos utilizados. A continuación se muestra la manera en que debe quedar implementado este circuito.

74 El Ing. Jose Luis Castro diseño una aplicación en Microsoft Excel la cual modela el funcionamiento de una fuente conmutada tipo Boost tanto en modo continuo como en modo discontinuo. Esta aplicación predice el funcionamiento de la fuente según los parámetros de configuración, lo cual establece una valiosa herramienta para corroborar el funcionamiento de la fuente una vez implementada, esta aplicación se puede acceder por medio del señor Luis Golcher, a continuación se muestra una imagen de dicha aplicación con los parámetros de la fuente de este trabajo.

ANEXOS

75

76

HOJAS DE DATOS

77

SG3524

78

NTE586

79

IRFZ44

80

LM317

81

2N2222

82

COSONIC