INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECÁNICA Y ELÉCTRICA

Unidad Profesional “Adolfo López Mateos”

“Sonda de medición para alto voltaje y alta frecuencia”

TESIS QUE PARA OBTENER EL TITULO DE:

Ingeniero Comunicaciones y Electrónica

PRESENTA:

Alejandro Velázquez Reyes ASESOR:

M. en C. Isaac Sánchez Gómez

MÉXICO D.F., 25 Febrero 2015

Índice. Índice.

III

Índice de figuras.

VI

Objetivo

1

Objetivo específico

1

Objetivo particular

1

Introducción

1

Justificación

1

Capítulo I. Generalidades. 1.1 Medida

3

1.2 Instrumentación para radio frecuencia (RF)

3

1.3 Medida del voltaje

4

1.3.1 Vóltmetro para medir alto voltaje

5

a) Vóltmetro Electrostático

5

b) Vóltmetro de Abraham

5

c) Sphere gaps

6

1.3.2 Vóltmetros para alta frecuencia

7

a) Vóltmetro vectorial

7

b) Vóltmetro de RF

7

1.4 Métodos para disminuir el voltaje

7

1.4.1 Transformador reductor

7

1.4.2 Divisor de voltaje

8

a) Divisor de voltaje resistivo

8

b) Divisor de tensión capacitivo

8

III

Capítulo II. Capacitores. 2.1Campo eléctrico 2.1.1 Ley de Gauss

10 10

2.2 Capacitancia

11

2.3 Capacitores de placas paralelas.

12

2.4 Capacitancia Esférica.

14

2.5 Capacitancia Cilíndrica

14

2.6 Capacitancia en presencia de un dieléctrico.

15

2.6.1 Dieléctrico

16

2.6.2 Rigidez dieléctrica

16

2.6.3 Corrientes de Fuga

16

2.7 Arreglo de capacitores

16

2.7.1 Arreglo serie

17

2.7.2 Arreglo paralelo

17

2.8 Circuito equivalente de un capacitor

18

Capítulo III. Diseño 3.1 Divisor 1000:1.

19

3.2 Selección de los valores de las capacitancias C1 y C2

20

3.3 Propuesta de solución.

21

3.3.1 Banco de capacitores

21

3.3.2 Capacitor de placas paralelas

22

3.4 Caracterizacón de la placa FR-4

23

3.5 Simulación del divisor 1000:1

24

3.5.1 Simulacón del divisor capacitivo

24

IV

Capítulo IV. Construcción y caracterización del divisor capacitivo. 4.1 Construcción del divisor capacitivo

25

4.2 Construcción de los capacitores que integran C1

25

4.3 Sistema de adquisición de datos

27

4.3.1 RMS-DC verdadero

27

4.3.2 Convertidor Analógico Digital (ADC) de MSP430G2553.

28

4.3.3 Modulo de LCD

29

4.3.4 Circuito completo de despliegue de datos.

30

4.4 Sonda de medición para alto voltaje y alta frecuencia

31

Capítulo V. Pruebas y resultados. 5.1 Caracterización del divisor capacitivo.

33

5.1.1 Caracterización del generador de RF

34

5.1.2 Voltaje pico y voltaje rms en el divisor capacitivo.

35

5.2 Mediciones en un circuito resonante serie

36

5.3 Limites en el voltaje

37

5.3.1 Ruptura del dieléctrico

38

5.3.2 Aislamiento de las placas con resina epóxica

39

4.4 Ancho de banda

39

Conclusiones y recomendaciones

41

Referencias

42

Apéndice A

43

Apéndice B

44

Apéndice C

47

Apéndice D

48

V

Índice de figuras. Capítulo I. Generalidades. Figura 1.1 Circuito equivalente de entrada de un instrumento de medición.

4

Figura 1.2 Circuito equivalente de entrada de un instrumento de medición a baja frecuencia 4 Figura 1.3 Vóltmetro electroestático

5

Figura 1.4 Vóltmetro de Abraham

6

Figura 1.5 Sphere gaps

7

Figura 1.6 Transformador reductor

8

Figura 1.7a Divisor resistivo

9

Figura 1.7b Divisor capacitivo.

9

Capítulo II. Capacitores. Figura 2.1 Ley de Gauss

11

Figura 2.2 Configuración básica de un capacitor

11

Figura 2.3 Capacitor de placas paralelas, con deformación de campo en los extremos.

12

Figura 2.4 Capacitor de placas paralelas con campo uniforme.

12

Figura 2.5 Capacitor esférico

13

Figura 2.6. Capacitor de geometría cilíndrica.

14

Figura 2.7a. Circuito serie

17

Figura 2.7 b. Circuito equivalente serie

17

Figura 2.8 a. Circuito paralelo

18

Figura 2.8 b. Circuito equivalente

18

Figura 2.9 Circuito eléctrico equivalente de un capacitor

18

Capitulo III. Diseño. Figura 3.1 Diagrama a bloques de la sonda de medición

19

Figura 3.2 Divisor capacitivo 1000:1

19

Figura 3.3 Curva de comportamiento a 450 kHz

21

VI

Figura 3. 4 Arreglo serie el valor de C1

22

Figura 3.5 Caracterización de la placa FR-4

23

Figura 3.6a Divisor capacitivo

24

Figura 3.6 b Grafica del voltaje de entrada contra el voltaje de salida del divisor capacitivo 24

Capítulo IV. Construcción y caracterizacón del divisor capacitivo Figura 4.1 Divisor capacitivo

25

Figura 4.2 Capacitor de 50 pF

26

Figura 4.3 Arreglo de 5 capacitores equivalentes a 10 pF

26

Figura 4.4 Diagrama a bloques del sistema de adquisición de datos

27

Figura 4.5 Circuito AD536.

28

Figura 4.6 Conexiones del microcontrolador MSP430G2553

29

Figura 4.7 LCD modulo JHD162A

30

Figura 4.8 Conexiones del módulo de LCD.

30

Figura 4.9 Circuito completo de adquisición de datos

31

Figura 4.10 Sistema de adquisición de datos

31

Figura 4.11 Diagrama electrico de la sonda de medición

32

Figura 4.12 Sonda de medición

32

Capitulo V. Pruebas y resultados. Figura 5.1 Arreglo resistivo de 50 Ω / 400 W

33

Figura 5.2 Conexión del divisor capacitivo y la punta HVP

34

Figura 5.3. Voltaje en el generador de RF

34

Figura 5.4 Ángulo de fase entre la punta HVP y el divisor capacitivo

35

Figura 5.5. Diferencia entre el voltaje rms del convertidor analogico - digital y el voltaje rms en el osciloscopio 35 Figura 5.6 Circuito Resonante

36

Figura 5.7 Voltaje en el capacitor

36

Figura 5.8 Forma de onda en el capacitor.

37

VII

Figura 5.9 Salida del sistema completo

37

Figura 5.10 Divisor capacito vs HVP

38

Figura 5.11 Ruptura del dieléctrico a 1.22 kV en un capacitor de 50 pF

38

Figura 5.12 Proceso de aislamiento

39

Figura 5.13 Ancho de banda

40

VIII

Objetivo Desarrollar una sonda de medición para alto voltaje y alta frecuencia.

Objetivo específico Diseñar un divisor de voltaje capacitivo con relación 1000:1, el cual permita medir señales senoidales de alto voltaje y alta frecuencia.

Objetivo particular. En particular construir una sonda para poder medir voltajes superiores a 1 kV para señales de radio frecuencia a 450 kHz. Con desplegado de datos y conexión BNC para osciloscopio.

Justificación La mayoría de los instrumentos de medición para alta tensión están diseñados para trabajar a 60 Hz, los instrumentos capaces de medir señales de radio frecuencia, solo pueden medir baja tensión, por lo cual requieren una sonda atenuadora. El osciloscopio es el instrumento más usado para medir tensiones de R.F. en las bandas MF, HF, VHF y gran parte de UHF, en el mercado existen sondas atenuadoras para osciloscopio x1000, las cuales se utilizan para medir tensiones de hasta 100 kV, teniendo un costo bastante elevado. Con este trabajo se busca tener una sonda capaz de medir el rms de señales senoidales de hasta 5 kV a una frecuencia de 450 kHz.

Introducción La medición es un proceso de reconocimiento que se reduce a la comparación, mediante un experimento físico, de una magnitud dada con un valor de esta magnitud elegido como unidad, siempre que sea posible la unidad se materializa en condiciones rigurosamente establecidas, a esta materialización de la unidad recibe el nombre de patrón [1]. Las mediciones eléctricas involucran la utilización de un instrumento como medio físico, para determinar una variable, el medidor sirve como un auxiliar de las facultades humanas. Un instrumento se puede definir como un dispositivo para determinar el valor de una cantidad o variable. Para usar estos instrumentos correctamente, es necesario comprender su principio de operación y apreciar su importancia para las aplicaciones [2].

1

Las mediciones en sistemas de alta tensión han sido objeto de estudio por muchos años, en el mercado existen varios instrumentos de medición siendo estos diseñados en su gran mayoría para trabajar en D.C. o en intervalo de frecuencia de 50 a 60 Hz, con forme aumenta la frecuencia los equipos de medición alcanzan su ancho banda, quedando descartados para realizar la medición, cuando se alcanza el umbral de radio frecuencia (100 kHz) solo unos cuantos pueden realizar la medición. En el capítulo I se describen algunos instrumentos utilizados para medir señales alta tensión y señales de alta frecuencia. Se describe el funcionamiento de los divisores de tensión y de las sondas atenuadoras. En el capítulo II describe los conceptos fundamentales de la capacitancia, se presentan diversas geometrías para la construcción de capacitores y comportamiento de los capacitores en serie y en paralelo. En el capítulo III se presenta un diseño y una propuesta de solución la sonda de medición de alto voltaje y alta frecuencia. En el capítulo IV se explica el diseño del divisor, la caracterización de los materiales empleados y la construcción de la sonda. Se presenta las simulaciones utilizadas para el diseño del arreglo. En el capítulo IV está dedicado a las pruebas y resultados, donde se presenta un comparativo entre una punta de alto voltaje y el divisor construido. Finalmente se presentan las conclusiones y se dan sugerencias para trabajos futuros.

2

Capítulo I Generalidades En este capítulo se hace una breve descripción de las características de entrada de un instrumento de medición, de los equipos existentes, de los métodos para medir alto voltaje y de sus limitantes para realizar la medida. 1.1 Medida Este término se utiliza para describir el acto de determinar el valor o tamaño de alguna cantidad, a través de un experimento, del cual se obtiene información cuantitativa sobre las características de los dispositivos, circuitos y sistemas [1]. El proceso de medida se reduce a la comparación de valor de la magnitud que se mide con alguno de sus valores tomados por unidad. El resultado de la medida es el número que muestra la relación del valor de la magnitud a medir con la unidad de medida. Se denomina unidad de medida a la magnitud física con valor numérico que se toma como base para comparar con los valores del mismo género. Las medidas son indispensables para la explotación de cualquier sistema, sin ellas no se puede diseñar, producir y reparar [2]. Las medidas se dividen en directas e indirectas. Al realizar las medidas directas el valor de las magnitudes que se miden se obtienen directamente; mientras que por medio de las medidas indirectas primero se mide una o varias magnitudes relacionadas mediante la dependencia conocida con la incógnita cuyo valor se determina por el cálculo [1], [2]. 1.2 Instrumentación para radio frecuencia (RF) El esquema equivalente del circuito de entrada de los instrumentos de medidas radioeléctricas y/o radiofrecuencia, consta de una resistencia óhmica de entrada Rent, inductancia de entrada Lent y capacidad de entrada Cent, figura 1.1. De aquí se deduce que en el proceso de medición, se consume cierta cantidad de potencia en el circuito de entrada del instrumento de medida, además se introduce en este los parámetros Lent y Cent, estos tres parámetros perturban el circuito de prueba. Para que el instrumento ejerza la menor influencia sobre el circuito a medir, es indispensable asegurar la mayor resistencia de entrada posible, cuando este se conecte en paralelo y la menor al conectarlo en serie.

3

En cuanto a la inductancia y la capacitancia estas deben ser lo menor posible.

Figura 1.1 Circuito equivalente de entrada de un instrumento de medición. Si el instrumento trabaja por debajo de 100 MHz la Lent es despreciable, en frecuencias de hasta 1 MHz la resistencia Rent es la determínate, y la Cent se manifiesta conforme la frecuencia aumenta, aunque siempre está presente, figura 1.2. [2], [3].

Figura 1.2 Circuito equivalente de entrada de un instrumento de medición a baja frecuencia. 1.3 Medida del voltaje Los instrumentos que miden el voltaje, se conectan en paralelo al sector del circuito, en el cual es necesario medir la caída de voltaje, estos instrumentos tienen una gran impedancia de entrada para evitar perturbar al circuito. Cuando se desea medir alto voltaje es necesario recurrir a vóltmetros especiales como el electroestáticos, de Abraham o por Sphere gaps, para el caso de los sistemas de RF se tienen los vóltmetros vectoriales, con rectificadores y de RF. Todos ellos pueden medir con un gran ancho de banda, pero apenas unos cuantos volts, para poder medir voltajes más elevadas es necesario utilizar un atenuador entre la fuente de voltaje a medir y la entrada del vóltmetro, los valores típicos de división de los atenuadores son: 0.1; 1; 5; 10; 15; 50 y 100 kV [2], [4], [5].

4

1.3.1 Vóltmetros para medir alto voltaje. a) Vóltmetro Electrostático. La forma básica de un vóltmetro electrostático es una colección de cuatro cajas en forma de cuadrantes y en los que puede girar una lámina móvil como se observa en la figura 1.3. Los cuadrantes y la lámina pueden estar conectados de distintas maneras al circuito para el cual se obtiene el voltaje. En la forma más normal de conexión, conocida como idiostática, los cuadrantes opuestos están conectado juntos, con la lámina móvil conectada a un par. El montaje es, esencialmente, una forma de condensador. Por tanto cuando se aplica un voltaje, los cuadrantes y la lámina se cargan. Como los cuadrantes cargados se repelen unos y se atraen otros, la lámina móvil experimenta un par que es proporcional al cuadrante del voltaje. El instrumento puede ser utilizado para voltajes continuos o alternos, dando el valor eficaz independientemente de la forma de onda aplicada. Los vóltmetro electrostáticos tienen una alta impedancia de entrada son frágiles, precisos y caros. El margen de escalas va desde 100 hasta 1000 V [1].

Figura 1.3 Vóltmetro electroestático. b) Vóltmetro de Abraham Este instrumento está formado por dos discos de metal hueco en forma de hongo. Formado por dos electrodos, el electrodo de la mano derecha forma la placa de alto voltaje, mientras que la parte central del disco de la mano izquierda se corta y encierra un pequeño disco que es móvil y está orientado a la aguja del instrumento. En la figura 1.4 se muestra el diseño básico de un vóltmetro de Abraham.

5

Estos instrumentos están hechos para cubrir rangos de 3 kV a 500 kV. Son susceptibles a los campos electrostáticos externos y al efecto corona, el cual es un fenómeno eléctrico que se produce en los conductores de las líneas de alta tensión y se manifiesta en forma de anillo luminoso a su alrededor [4].

Figura 1.4 Vóltmetro de Abraham c) Sphere gaps En este dispositivo de medición, se utilizan dos esferas de metal separadas por un gasgap. La diferencia de potencial entre las esferas se eleva hasta que una chispa pasa entre ellas, la diferencia de potencial que crea la chispa puede ser utilizada para la determinación del valor pico de una onda de voltaje. Este dispositivo se ejemplifica en la figura 1.5. Los valores pico de las voltajes que se pueden medir de 2 kV hasta aproximadamente 2500 kV por medio de las esferas. El dispositivo puede estar conectado una esfera a tierra y la otra a un electrodo de alto voltaje, o ambas pueden ser suministradas con voltajes positivas o negativas con respecto a tierra [4].

6

Figura 1.5 Vóltmetro sphere gaps 1.3.2 Voltámetros para alta frecuencia a) Vóltmetro vectorial El objetivo fundamental de este instrumento de medición es obtener sendas señales proporcionales a la magnitud y a la fase de las ondas de potencia incidente, reflejada y transmitida, de forma que la comparación entre dichas señales permite obtener los parámetros de transmisión y de reflexión, tanto en ángulo como en fase. Es decir, este instrumento se encarga medir amplitud y fase de una señal de RF respecto a otra de referencia [6]. b) Vóltmetro de RF Este instrumento realiza la medición por medio de la rectificación de la señal y la amplificación de la salida de DC resultante. Para la rectificación de la señal se utilizan diodos Schottky. La figura 1.7 presenta el diagrama de la sonda de prueba para un mili – vóltmetro de RF [5].

1.4 Métodos para disminuir el voltaje. 1.4.1 Transformador reductor Es un método indirecto de medición a través de la relación entre el devanado primario y secundario para estimar el voltaje. Es un método muy aproximado y satisfactorio a bajas frecuencias la figura 1.6 muestra el diagrama de un transformador, sin embargo se

7

requiere de un instrumento adicional para poder obtener el valor del voltaje. El transformador cuenta con el aislamiento eléctrico. Si se emplea para RF la eficiencia del método disminuye considerablemente.

Figura 1.6 Transformador reductor El transformador cuenta con el aislamiento eléctrico con el que no cuenta el vóltmetro electroestático. 1.4.2 Divisor de voltaje. Es un circuito eléctrico formado por dos o más impedancias conectadas en serie, capaz de repartir el voltaje de una fuente entre las impedancias que lo integran. a) Divisor de voltaje resistivo. El divisor resistivo es un circuito eléctrico integrado exclusivamente por resistencias conectadas en serie y el voltaje de la fuente se divide de forma proporcional en cada una de las resistencias. Como se observa en la figura 1.7 a. b) Divisor de voltaje capacitivo. El divisor capacitivo es un método de bajo costo para medir alto voltaje, similar al divisor resistivo, como instrumento se puede utilizar un osciloscopio conectado al C2, un voltímetro de RF o un convertidor analógico digital. En la figura 1.7 b se ejemplifica el divisor capacitivo.

8

Figura 1.7 a) Divisor resistivo b) Divisor capacitivo.

9

Capítulo II Capacitores 2.1 Campo eléctrico Es una región del espacio en la cual hay una interacción entre cargas, dicha región se le asigna una magnitud vectorial llamada intensidad de campo eléctrico E. El vector de campo eléctrico, en un punto en el espacio se define como fuerza eléctrica F que actúa sobre una carga de prueba situada en ese punto, dividida por la magnitud Q0 El campo eléctrico se define en la ecuación 2.1 [1]. E

F Q0

N   C 

(2.1)

dónde: E= es el la intensidad de campo eléctrico [N/C] Q0= es la carga de prueba [C] F= Fuerza eléctrica [N] 2.1.1 Ley de Gauss La ley de gauss enuncia que el flujo eléctrico que pasa a través de cualquier superficie cerrada, es igual a la carga total encerrada en su superficie, la figura 2.1 muestra una superficie Gaussiana. Esta ley se establece en la ecuación 2.2 [2].

   E  dA  S

Qin  Nm 2   0  C 

(2.2)

donde: E= es el campo eléctrico [N/C] Qin= la carga dentro de la superficie gaussiana [C] ε0= es la constante de permitividad = 8.85x10-12 [Nm2/C2] ϕ= flujo eléctrico [Nm2/C] dA= diferencial de área A= Área [m2] d= Separación de las cargas [m]

10

Figura 2.1 Ley de Gauss La diferencia de potencial entre las placas de la figura 2.1, se obtiene de las ecuaciones 2.3 y 2.4: 

  V  V  V    E  ds   Ed 

V  Ed

(2.3) (2.4)

2.2 Capacitancia La capacitancia es la propiedad de un conductor eléctrico que se caracteriza por su capacidad de almacenar una carga eléctrica. Un capacitor tiene la capacidad de un farad, si se deposita en las placas una carga de un Coulomb mediante la diferencia de potencial de un volt entre las placas [3]. En la figura 2.1 se muestra un capacitor, formado por dos conductores aislados a y b, los cuales llevan cargas iguales de signo opuesto +Q y –Q, respectivamente.

Figura 2.2 Configuración básica de un capacitor. Si se construye un elemento que posea un valor determinado de capacitancia, a este elemento se le denomina capacitor, la unidad del capacitor es el farad y se expresa como:

11

1 Farad = 1 Coulomb/ 1Volt C

Q V

(2.5)

La capacitancia de un capacitor depende de la geometría de las placas y del dieléctrico existente entre ellas. La capacitancia no depende de Q o V individualmente. Si la diferencia de potencial se duplica, la carga almacenada también se duplica, así que su razón se mantiene sin cambio. 2.3 Capacitores de placas paralelas. Un capacitor de placas paralelas consiste de dos placas paralelas conductoras, cada una con área A, carga +Q y –Q respectivamente, separadas una distancia d. Un arreglo común encontrado en los circuitos consiste en dos placas planas como se muestra en figura 2.3. Si la separación entre ambas es pequeña, se pueden ignorar las deformaciones del campo en los extremos y suponer que el campo es uniforme ver la figura 2.4 [4], [5].

Figura 2.3 Capacitor de placas paralelas, con deformación de campo en los extremos.

Figura 2.4 Capacitor de placas paralelas con campo uniforme.

Para calcular la capacitancia, se debe relacionar V, la diferencia de potencial que hay entre las placas, con Q, la carga del capacitor. Se puede expresar V en términos de E, el campo eléctrico que se presenta entre las placas y se puede relacionar E con Q por medio de la Ley de Gauss.

12

La figura 2.4 muestra una superficie Gaussiana, con caras planas de área A. El flujo E es cero para la parte de la superficie Gaussiana, debido a que el campo eléctrico dentro de un conductor tiene una carga estática y es cero. Como el campo eléctrico es uniforme tanto en magnitud como en dirección y las líneas penetran perpendicularmente a la superficie, el flujo eléctrico se obtiene por medio de la ecuación 2.6 [5]:

  EA

(2.6)

Para obtener el valor de la capacitancia de un capacitor de placas paralelas, se sustituye la ecuación 2.4 y 2.6 en 2.5, con ello se obtiene la ecuación 2.7, que es la fórmula de la capacitancia de un capacitor de placas paralelas.

C   0 r

A d

(2.7)

2.4 Capacitancia Esférica. Un capacitor esférico consta de dos esferas conductoras concéntricas, que se muestra en la figura 2.5. La esfera interior, de radio a, tiene carga +Q. La carga de la cubierta exterior de radio b es –Q.

Figura 2.5 Capacitor esférico

La diferencia de potencial entre las esferas está determinada por el campo eléctrico, de la ecuación 2.3, el cual solo tiene una componente radial. Si se elige una trayectoria desde el interior hacia la esfera exterior, la diferencia de potencial está dada por la ecuación 2.8 [1] [5]. 2 2  1 1  kQ  V2  V1    ER dR     kQ     r  R1  R2 R1  R1

R

R

(2.8)

13

De la ecuación 2.8 y 2.5 se encuentran la capacitancia:

C

R1R2 k ( R1  R2 )

(2.9)

donde: C: capacitancia [F] R1: radio interior [m] R2: radio exterior [m] k: constante dieléctrica. 2.5 Capacitancia Cilíndrica. Un capacitor cilíndrico consiste en un conductor central de radio a rodeado de una cubierta cilíndrica de radio b como se muestra en la figura 2.6. Un cable coaxial de los utilizados para la transmisión de señales de TV tiene esta geometría. Por lo general, la cubierta exterior está conectada a tierra y protege a la señal en el alambre interior de las perturbaciones eléctricas [1] [2]. Una funda de nylon o de teflón separa el alambre interior de la cubierta. Suponiendo que hay aire entre las placas la determinación de la capacitancia eléctrica de este arreglo de longitud l se muestra a continuación:

Figura 2.6 Capacitor de geometría cilíndrica.

Considérese como superficie gaussiana el cilindro coaxial de radio R y longitud l, cerrado por caras planas obtenemos las ecuaciones 2.10 y 2.11.

 0  E  dS  Q

 0 E(2R)(l )  Q

(2.10) (2.11)

Siendo el flujo totalmente a través de la superficie cilíndrica y nulo a través de las caras de los extremos. El despeje de E lleva a la ecuación 2.12:

14

E

Q 2 0 Rl

(2.12)

La diferencia de potencial entre las placas se encuentra dada por la ecuación 2.13: b

b

dR q a  ln 2 0 l R 2 0 l b a

V    EdR   a

Q

(2.13)

Finalmente, con la ecuación 2.14 se tiene que la capacitancia está dada por:

C

Q 2 0l  V b ln   a

(2.14)

donde: ε0= permitividad del vacío = 8.8541 E-12 [F/m] 2.6 Capacitancia en presencia de un dieléctrico. La capacitancia es proporcional a la permitividad del dieléctrico. Por lo cual la permitividad es un factor de aumento de la capacitancia, el motivo de este aumento se debe al almacenamiento de carga que hay en el dieléctrico. [7] 2.6.1 Dieléctrico Se denomina dieléctrico al material con poca o nula capacidad de conducción de electricidad, por lo que puede ser utilizado como aislante eléctrico, y además si es sometido a un campo eléctrico externo, puede establecerse en él un campo eléctrico interno. Todos los materiales dieléctricos son aislantes pero no todos los materiales aislantes son dieléctricos [10]. La tabla 2.1 muestra diferentes materiales con su constante dieléctrica y la rigidez dieléctrica.

15

Tabla 2.1 Tabla de Materiales Dieléctricos. Rigidez dieléctrica Material Constante dieléctrica [kV/mm] 4.5 12 Aceite de transformador 7.8 Agua 2.00054 3 Aire 4.9 24 Baquelita 10 6 Bióxido de titanio 3.8 8 Cuarzo fundido 4.7 FR-4 4.5 13 Mica pyrex 5.4 160 Mica rubí 6.9 12 Neopreno 3.5 14 Papel 2.6 25 Poliestireno 6.5 4 Porcelana 2.0 Vacío

2.6.2 Rigidez dieléctrica Es el máximo campo eléctrico por unidad de longitud que puede soportar un dieléctrico sin perder sus propiedades aislantes. Cuando se supera el voltaje máximo para provocar la conducción en un material dieléctrico se denomina voltaje de ruptura [3]. 2.6.3 Corrientes de Fuga En un caso ideal no hay flujo de electrones entre las placas del capacitor y solo fluye corriente cuando se alcanza el voltaje de ruptura. En realidad hay electrones libres en los dieléctricos. Cuando se aplica un voltaje a las placas de un capacitor, fluye de una placa a otra una corriente de fuga debida a los electrones libres, esta corriente suele ser despreciada [3]. 2.7 Arreglo de capacitores Los capacitores se clasifican de acuerdo a su capacitancia y el voltaje máximo de trabajo. Si no se dispone de una capacitancia adecuada para una aplicación particular, dos o más capacitores pueden interconectarse en arreglos serie, paralelos o mixtos.

16

2.7.1 Arreglo serie En una conexión serie, dos o más elementos de un circuito se conectan uno después del otro. En este tipo de arreglo la magnitud de la carga debe ser la misma en todas las placas. Los campos eléctricos en los capacitores tienen la misma dirección, así que la diferencia de potencial a través de la combinación es simplemente la suma de las diferencias de potencial; como se muestra en la ecuación 2.15:

V  V1  V2  Vn

(2.15)

Los capacitores conectados en serie de la figura 2.7a son equivalentes a un único capacitor Ceq como se muestra en la figura 2.7b. La carga de este capacitor equivalente, es la misma que la de cada capacitor original, así que Q = Q1 = Q2, de la ecuación 2.15 se tiene: Q Q Q   Ceq C1 C2

(2.16)

Cancelando Q en la ecuación 2.16, llegamos a la relación de la ecuación 2.17: 1 1 1 1    ...  Ceq C1 C2 CN

(2.17)

Figura 2.7 a) Circuito serie b) Circuito equivalente serie Esto demuestra que la capacitancia equivalente de una combinación en serie siempre es menor que cualquier capacitancia individual en la combinación. 2.7.2 Arreglo paralelo En una conexión en paralelo, como la de la figura 2.8a, dos o más elementos comparten ambas terminales, la diferencia de potencial a través de cada capacitor en el circuito paralelo es la misma.

17

La carga total sobre cada placa de la capacitancia equivalente es la suma de las cargas de los capacitores individuales, así tenemos la ecuación 2.18 y la figura 2.8b muestra la capacitancia equivalente: Q  Q1  Q2  C1  C 2 V  C ea V

(2.18)

Ceq  C1  C 2    C N

(2.19)

De la ecuación 2.19 se tiene:

Figura 2.8 a) Circuito paralelo b) Circuito equivalente La capacitancia equivalente de una combinación en paralelo de capacitores es mayor que cualquiera de las capacitancias individuales. 2.8 Circuito equivalente de alta frecuencia de un capacitor La utilidad de un capacitor depende principalmente de las características del dieléctrico, estas características determinan el voltaje máximo de trabajo, el intervalo de temperatura y la frecuencia de corte. El circuito equivalente de un capacitor de alta frecuencia se muestra en la figura 2.9 [6].

Figura 2.9 Circuito eléctrico equivalente de un capacitor

Dónde: C= representa la capacitancia [F] Rp= es la resistencia del aislante [Ω] Rs= representa el factor de disipación térmica [Ω] L= representa la inductancia de los conductores [H]

18

Capítulo III Diseño En este capítulo se dan las pautas de diseño para la sonda de medición de alto voltaje y alta frecuencia. En la figura 3.1 se muestra el diagrama a bloques de la sonda de medición.

Figura 3.1 Diagrama a bloques de la sonda de medición. 3.1 Divisor 1000:1 En el capítulo 2 se explico las distintas geometrías y dieléctricos con los que se puede fabricar un capacitor, y el tipo de conexión eléctrica para generar un arreglo. Para hacer una relación de división de 1000:1, se requiere un arreglo serie de dos capacitores, la figura 3.2 muestra el divisor capacitivo. El capacitor C1 debe soportar el alto voltaje entre sus terminales y el capacitor C2 es de bajo voltaje, por lo tanto su capacitancia es mucho más grande que la de C1 [1].

Figura 3.2. Divisor capacitivo 1000:1

El voltaje V1 de la figura 3.2 se obtiene con la ecuación 3.3:

V1  k  V2

(3.1)

19

El factor de relación k mostrado en la ecuación 3.1, está dado por la ecuación 3.2

k

C1  C2 C1

(3.2)

donde: V1= Voltaje de entrada [V] V2= Voltaje de salida [V] C1,C2=Capacitancia [F] k= Factor de relación De la ecuación 3.2 se obtiene la solución para C2 y C1, que se muestra en la ecuación 3.3 y 3.4 respectivamente: (3.3)

C2  (C1  k )  C1 C1 

C2 k 1

(3.4)

Con la ecuación 3.2 se observa que C1 es k veces menor que C2, debido a que el voltaje en un circuito serie se divide de forma proporcional, VC1 = k VC2. 3.2 Selección de los valores de las capacitancias C1 y C2 Sin importar el valor de C1 y siempre que se respecte la proporcionalidad de k sobre C2, el divisor de voltaje entrega la relación deseada, sin embargo los valores de los capacitores pueden ser inviables, esto se puede deber entre otros aspectos a el tamaño físico del capacitor y a la magnitud del voltaje entre sus terminales, teniendo como consecuencia el realizar arreglos serie – paralelo o construir los capacitores a las características deseadas. La conexión del divisor es una rama conectada a tierra, la cual no debe alterar de forma significativa el funcionamiento del circuito, para ello se busca que su impedancia sea grande en comparación a la impedancia del circuito de prueba. La figura 3.3 muestra el comportamiento de la impedancia.

20

Figura 3.3 Curva del comportamiento a 450 kHz. En la gráfica se observa que la capacitancia C1 debe ser de valor pequeño para que la impedancia sea grande. Se propone un valor C1 de 10 pF, con esto la impedancia será de 35.37 kΩ, de la ecuación 3.5 el capacitor C2 tiene un valor de 9.99 nF, con una impedancia de 35.34 Ω, el capacitor C1 debe de soportar un voltaje de 5 kV, debido a que en el mercado no hay capacitores que soporten este voltaje a la frecuencia de trabajo, es necesario la construcción de un banco de capacitores o la construcción de un capacitor que cumpla con estas características. 3.3 Propuesta de solución. Con la ecuación 3.1, se calcula el voltaje que debe de soportar el capacitor C1 y C2 , para el divisor deseado C1 es 999 veces menor que C2, debido a que el voltaje en un circuito serie se divide de forma proporcional, VC2 = 1 V y VC1 = 999 V. Debido a que esta fuera de los valores comerciales, se propone dos posibles soluciones construcción de un banco de capacitores o la construcción de un capacitor que pueda soportar el voltaje deseado. 3.3.1 Banco de capacitores Para la realización del banco de capacitores, se seleccionó del mercado la familia de capacitores Orange Droop de la marca Vishay ®, ya que estos capacitores son de bajas pérdidas, a frecuencia de 450 kHz, soportan 200 Vrms en el apéndice A se muestran la hoja de datos. El banco consiste en un arreglo serie de 100 capacitores de 1 nF, con esto se consigue la capacitancia deseada y el arreglo soporta hasta 20 kVrms. El análisis con otro tipo de capacitores da soluciones similares, donde se deben emplear varios capacitores. Por

21

ejemplo RF multilayer ceramic capacitor de Kemet ® a 450 kHz, soporta 10 Vrms, por lo cual se necesitan 400 capacitores de 1 nF, conectados en serie paralelo, para que soporten el voltaje deseada. Por otro lado existen capacitores de vacío de la marca jennings technology ®, con los que se puede trabajar hasta 2 kV, con un valor mínimo de capacitancia de 50 pf, por lo cual se requiere 5 capacitores en serie, la gran desventaja es su alto costo y lo robusto de su diseño. En la tabla 3.1 se muestra la comparación y las características principales de los capacitores antes mencionados. Tabla 3.1 Comparación de capacitores comerciales. Fabricante

Frecuencia kHz

Voltaje rms

Vishay, Orange Drop

450

200 V

Kemet, rf multilayer ceramic capacitor

450

10 V

jennings technology

450

2 kV

Características Bajas pérdidas y bajo factor de disipación, de bajo costo. Altas frecuencias, bajo voltaje, de alto costo. Excelente calidad de material, costo muy elevado.

3.3.2 Capacitores de placas paralelas. De las geometrías mencionadas en el capítulo 2 se decidió construir los capacitores con placas paralelas, esto debido a su facilidad de diseño, dentro de los materiales con los que se pueden construir los capacitores, la placa de circuito impreso doble cara permite hacer un diseño rápido y económico. Las características de la placa FR – 4 se muestran en el apéndice D, este material tiene una constante dieléctrica entre 4.5 y 5.3, y un voltaje de ruptura de 1.5 kV. Si se divide la capacitancia C1 en 5 capacitores de placas paralelas se requiere que ellos sean de 50 pf, para poder obtener la capacitancia deseada, este arreglo soporta hasta 6 kV.

Figura 3.4. Arreglo serie para el valor de C1

22

3.4 Caracterización de la placa FR-4 Para la caracterización se adquirió una placa de 30 cm x 30 cm, se utilizó el generador de funciones Aligent® 33220A, y medidor RLC HP® 4284A. Se preparó una muestra de la placa de dimensiones 7 cm x 7 cm con terminales 16 AWG de 8 [cm] de largo y soldadas al centro de la placa, Con el medidor RLC, se obtuvo el valor de la capacitancia y factor de disipación, a la frecuencia de trabajo. La siguiente tabla muestra los resultados obtenidos. Tabla 3.2 Caracterización de la placa FR-4 Equipo RLC HP® 4284A.

Frecuencia [kHz] 450

Capacitancia [pF] 149.35

Factor de disipación 0.0063

De la ecuación 2.7 y el apéndice D, se obtiene la constante dieléctrica del material:

C d (3.5)  4.7 0 A Para obtener el factor de disipación de un capacitor se emplea la ecuación 3.6, los valores de C y Rs se obtienen de la figura 2.9

r 

D  tan   (C  RS )

(3.6)

Donde D = factor de perdidas  = pérdidas (tangente de pérdidas) C = capacitancia [F] RS = resistencia serie [Ω]

Figura 3.5 Caracterización de la placa FR-4

23

3.5 Simulación del divisor 1000:1. Antes de la construcción se realizó una simulación con los valores obtenidos, para esta simulación se utilizó el software Orcad 9.2 ® 3.5.1 Simulación del divisor capacitivo A continuación se muestra la simulación y la gráfica del resultado son los valores antes propuestos, con una fuente de voltaje senoidal con una amplitud de 1000 [V] y una frecuencia de 450 [kHz]. Las figuras 3.6 a) muestran el diagrama de conexión del banco capacitivo y la figura 3.6 b) muestra la gráfica del voltaje de entrada contra el voltaje de salida.

Figura 3.6a Divisor capacitivo

Figura 3.6b Grafica del voltaje de entrada vs el voltaje de salida del divisor capacitivo

24

Capítulo IV Construcción y caracterización del divisor capacitivo En el desarrollo de este capítulo tiene como finalidad la construcción y caracterización de un divisor capacitivo con escala de voltaje 1000:1 partiendo de la caracterización de placas fenólica FR4 (Apéndice D). Posteriormente este divisor capacitivo se utilizara para la construcción de una sonda de medición de alto voltaje y alta frecuencia. 4.1 Construcción del divisor capacitivo Con los datos que se obtuvieron en el punto 3.1, se sabe que el capacitor C1 es de 9.999 pf y un voltaje de trabajo de hasta 5 kV y el capacitor C2 es de 10 nf, y debe soportar 5 V, este segundo capacitor tiene características comerciales, por lo cual se utilizó uno de la familia orange droop de Vishay ®, el otro capacitor se construyó con placa de circuito impreso doble cara FR – 4, la cual se caracterizó el punto 4.3. La figura 4.1 muestra el divisor capacitivo, realizando la capacitancia equivalente de C1 (capacitancia serie de 5 capacitores de 50 pF que integran el arreglo).

Figura 4.1 Divisor capacitivo 4.2 Construcción de los capacitores que integran a C1 Con las características de la placa y la ecuación 4.1, se obtiene el área del capacitor, la geometría de las placas es cuadrada, por lo tanto es un capacitor de placas paralelas y por lo cual su lado se obtiene con la raíz cuadrada del área.

A

C  d 50 E  12 1.55E  3   1.769 x10  3 m 2  0  r 8.85E  12  4.95

(4.1)

25

Para el lado del capacitor l  A  1.769E  3  42.06 mm

(4.2)

La figura 4.2 muestra un capacitor de 50 pF y la figura 4.3 se observa arreglo serie de 5 capacitores.

Figura 4.2 Capacitor de 50 pF

Figura 4.3 Arreglo de 5 capacitores equivalentes a 10 pF

26

4.3 Sistema de adquisición de datos. La mayoría de los divisores capacitivos se conectan a un osciloscopio, con la finalidad de medir su amplitud y observar la forma de onda. El divisor capacitivo presentado en este trabajo permite una conexión al osciloscopio, adicional a esto, se puede visualizar el valor rms de la señal, esto a través de un circuito convertidor true RMS-DC, para facilitar la manipulación la información, la señal se introduce a un microntrolador a través del ADC y finalmente se despliega en un LCD de 16x2, en la figura 4.6 presenta el diagrama a bloques del sistema de adquisición de datos.

MSP430G2553 AD536 ADC10

Módulo de LCD

Acondicionamiento y procesado de señal

Figura 4.4 Diagrama a bloques del sistema de adquisición de datos

4.3.1 RMS-DC verdadero El true RMS-DC que se empleo fue el AD536, la tabla 4.1 hace un comparativo de los convertidores rms que trabajan a en intervalo de frecuencia deseado. el AD536 cual se encarga de obtener el valor true RMS de una señal de entrada para después convertirla en una señal de DC en la salida y que maneja un ancho de banda de 2 MHz para valores mayores a 1V y 450 kHz para valores mayores 1 mV. La figura 4.5 muestra el diagrama eléctrico del circuito AD536.

27

Figura 4.5 circuito AD536. La tabla 4.1—compara diversos circuitos True RMS-DC; eligiendo el AD536 por las características antes mencionadas y por la fácil manipulación de la fuente de alimentación. Dispositivo

Descripción

Encapsulado

AD636JH

C.I. convertidor RMS-DC, bajo nivel de voltaje C.I. convertidor RMS-DC C.I. convertidor RMS-DC de presicion

Dip

AD536JH AD637

TO - granel Dip

Voltaje de alimentación [V] ±3~18

Voltaje de conversión [V] 0.2

A.B. [MHz]

5 ~ 36 ±3 ~ 18 ±3~18

7

2

7

8

1

4.3.2 Convertidor Analógico Digital (ADC) de MSP430G2553. La tabla 4.2 muestra un comparativo entre micro controladores de diferentes fabricantes. El microcontrolador MSP430G2553 de la firma Texas Instruments® cuenta con cuatro módulos para el convertidor analógico digital el ADC10 y el ADC12 los cuales son conversores de aproximaciones sucesivas de 10 y 12 bits respectivamente y el SD16_A y el SD24_A que son convertidores sigma-delta de 16 y 24 bits respectivamente en estos cuatro modos de trabajo del micontrolador dan el nombre de Mixed Signal Processor (MSP). Para la adquisición se utilizó el ADC10. La figura 4.6 muestra el diagrame eléctrico del microcontrolador.

28

Figura 4.6 Conexiones del microcontrolador MSP430G2553 La tabla 4.2 – muestra la comparación de microcontroladores Microcontrolador Empresa

Frecuencia Máxima de trabajo

Voltaje de alimentación

ADC

E/S programables

MSP430G2553

T.I.

16 MHZ

1.8 V-3.6 V

16 bits/ 8 canales

24

ATMEGA2560

Atmel

16 MHz

4.5 V-5.5 V

10 bits/ 16 canales

86

MSP430G2213

T.I.

16 MHz

1.8 V-3.6 V

8 bits/ 4 canales

12

4.3.3 Módulo de LCD La pantalla de cristal líquido o LCD (Liquid Crystal Display) modelo JHD162A es un dispositivo de visualización gráfico para la presentación de caracteres, el empleado en este trabajo dispone de 2 filas de 16 caracteres cada una y cada carácter dispone de una matriz de 5x7 puntos (pixeles). La figura 4.7 muestra el LCD

29

Figura 4.7 LCD modelo JHD162A

La comunicación con el LCD se hace a través del bus de entrada ya sea en configuración de 4 bits u 8 bits. Para nuestro caso se utilizó un bus de 4 bits. La figura 4.8, muestra la conexión eléctrica del LCD

Figura 4.8 Conexiones del módulo de LCD.

4.3.4 Circuito completo de despliegue de datos. El circuito completo de adquisición de datos queda integrado por todos sus componentes se muestra en la figura 4.9 y 4.10

30

Figura 4.9 Circuito completo de adquisición de datos

Figura 4.10 Sistema de adquisición de datos 4.4 Sonda de medición de alto voltaje y alta frecuencia. En la figura 4.11 se muestra el diagrama eléctrico de la sonda de medición y en la figura 4.12 se observa la sonda de medición.

31

Figura 4.1 Diagrama eléctrico de la sonda de medición.

Figura 4.12 Sonda de medición.

32

Capítulo V Pruebas y resultados Para medir el voltaje se empleó un osciloscopio Tektronix 2440, una punta de alto voltaje Pintek HVP – 20AC, la cual sirve como referencia para comparar los datos obtenidos por el divisor y el sistema de adquisición de datos. Como equipo de excitación se emplea un generador de RF de la marca COMDEL® modelo CLF -5000, que entrega de 50 W a 5 kW a una frecuencia de 450 kHz, cuenta con indicadores de potencia suministrada, y reflejada. La salida es de 50 Ω. 5.1 Caracterización del divisor capacitivo. Para llevar a cabo la caracterización del circuito, se debe tener un generador capaz de entregar alto voltaje y que trabaje a la frecuencia de 450 kHz, por datos del fabricante, el generador empleado puede entregar hasta 1.2 kV a 5 kW. Este instrumento no permite visualizar el voltaje entregado, pero si la potencia suministrado, por lo cual se tiene que caracterizar. 5.1.1 Caracterización del generador de RF Para realizar las mediciones con el generador de RF, es necesario que la carga esté acoplada al generador, con ello no se tiene reflexiones hacia al generador. La carga de 50 Ω que se empleo fue construida con un arreglo serie paralelo de resistencia de 1.2 k Ω y es capaz de disipar hasta 400 W, el arreglo se muestra en la figura 5.1.

Figura 5.1 Arreglo resistivo de 50 Ω a 400 W de disipación. Como primera medición se realizó la caracterización del voltaje del generador de RF con la punta HVP y el divisor capacitivo, la figura 5.2 muestra la conexión de la punta y el divisor capacitivo.

33

Figura 5.2 Conexión del divisor capacitivo y la punta HVP. La figura 5.3 muestra la comparación del de salida de la punta de alto voltaje de la marca pintek contra la sonda del divisor.

Voltaje en HVP y el divisor (V)

0.2 0.18 0.16 0.14 0.12 0.1

HVP

0.08

Divisor

0.06 0.04 0.02

0 0

100

200

300

400

Potencia en el generador (W)

Figura 5.3. Voltaje en el generador de RF. La figura 5.4 muestra la serie de medición para observar el comportamiento del ángulo de fase entre el generador y el divisor capacitivo.

34

{Angulo de desfasamiento (°)

1 0.9 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 0

100

200

300

400

Potencia suministrada (W)

Figura 5.4. Ángulo de fase entre la punta HVP y el divisor capacitivo. 5.1.2 Voltaje pico y voltaje rms en el divisor capacitivo Se realizó una comparación entre el voltaje pico y el rms del sistema, la figura 5.5 se muestra la comparación de la sonda de medición contra y el osciloscopio.

6

Voltaje (V)

5 4 3

AD

2

OVrms

1 0 1

2

3

4

5

6

7

8

9

Numero de medicion

*AD= Adquisición de datos. **OVrms= Osciloscopio Vrms.

Figura 5.5. Diferencia entre el voltaje rms del convertidor analógico - digital y el voltaje rms en el osciloscopio.

35

5.2 Mediciones en un circuito resonante serie Con la finalidad de aumentar el voltaje en los elementos reactivos, se construyó un circuito resonante serie, el cual tiene una Q = 7.6, por lo cual el voltaje en el inductor y el capacitor es Q veces el voltaje de la fuente, el circuito resonante empleado se muestra en la figura 5.6. Con la figura 5.7 se puede predecir el voltaje en los elementos reactivos. Cf 2.45pf RS

L 1

50

Rl 2

135uH

0.53

TX2

C V4

925.55pf

VAMPL = 200 FREQ = 450k

0

0

Figura 5.6 Circuito Resonante

Voltaje en el capacitor (kV)

1.6 1.4

1.2 1 0.8 0.6 0.4 0.2 0 0

50

100

150

200

250

300

350

400

Potencia suministrada (W)

Figura 5.7 Voltaje en el capacitor

36

La figura 5.8 muestra la forma de onda obtenida en la entrada y la salida. De acurdo a la relación del divisor capacitivo 1000:1 se tiene una atenuación de - 60dB, que esto es igual a V 0.0001 V

Figura 5.8 Forma de onda en el divisor capacitivo. 5.3 Limites en voltaje Para realizar esta medición se utilizó un resonante que permite aumentar la potencia suministrada por el generador hasta 1 kW, La gráfica de la figura 5.9, muestra el comportamiento del voltaje rms y la figura 5.9 muestra la comparación entre el divisor capacitivo y la punta HVP. 4000

Voltaje de Entrada (V)

3500 3000 2500 2000 Vin vs Vout

1500 1000 500 0 0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

Voltaje Salida (V)

Figura 5.9 Salida del sistema completo

37

4000 Voltaje de Entrada (V)

3500 3000 2500 2000

HVP

1500

Sonda

1000 500 0 0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

Voltaje de salida (V)

Figura 5.10 Divisor capacito vs HVP 5.3.1 Ruptura del dieléctrico Se realizó la prueba de ruptura aumentando el voltaje en los capacitores, para ello se aumento la potencia del generador a 2 kW, con esta potencia se obtiene un voltaje en cada capacitor de 1.22 kV, provocando la ruptura del dieléctrico. Esta prueba se hace por observación de fisura en el capacitor. La figura 5.11 muestra la ruptura del dieléctrico.

Figura 5.11 Ruptura del dieléctrico a 1.22 kV en un capacitor de 50 pF.

38

5.3.2 Aislamiento de las placas con resina epóxica Para evitar accidentes, cada uno de los capacitores se aisló con resina de la marca epolyglas®, la cual tiene la característica de 1.5 kV. En el punto anterior se obtuvo que el voltaje máximo en cada capacitor antes de la ruptura es de 1.22 kV, por lo cual el recubrimiento mínimo debe ser de 1 mm, por seguridad se colocó un encapsulado de 2 mm alrededor de la placa, el cable que conecta a las dos placas es de forro de teflón ® calibre 12 AWG y el fabricante reporta un voltaje de ruptura de 1.6 kV, como medida precautoria se colocó dentro de una manguera de látex, de 2mm, la cual tienen un voltaje de ruptura de 800 V por milímetro. En la figura 5.12 se muestra las el proceso de aislamiento.

Figura 5.12 Proceso de aislamiento. 5.4 Ancho de banda Debido a que no se cuenta con un generador capaz de entregar alto voltaje a diversas frecuencias el ancho de banda fue simulado. La figura 5.13 muestra el comportamiento del divisor capacitivo, en un barrido de frecuencia se observa que el comportamiento es lineal hasta los 25 MHz, el ancho de banda del divisor capacitivo es de 125.77 MHz. Sin embargo la sonda de medición para alto voltaje y alta frecuencia está limitada al ancho de banda que nos proporciona el componente del sistema de adquisición de datos el AD536, este es de 2 MHz.

39

Figura 5.13 Ancho de banda simulado en Pspice®

40

Conclusiones y recomendaciones Se diseñó, construyó y caracterizó un arreglo capacitivo para la implementación de una sonda de medición, empleando placas de circuito impreso RF-4, para trabajar a una frecuencia de 450 kHz, y un voltaje máximo de 5 kV la sonda tiene las siguientes características: 

El intervalo de medición es de 0.1 a 5 kV



La impedancia de entrada a 450 kHz es de 35.37 kΩ, y la de salida de 35.35 Ω



El voltaje máximo antes de la ruptura del dieléctrico en los capacitores del arreglo de C1 es de 1.22 kV y en C2 es de 85 V.



El ancho de banda del divisor capacitivo es de 125.77 MHz, sin embargo la electrónica empleada para obtener el rms permite hasta 2 MHz, la conexión hacia el osciloscopio no presenta ese problema.



El sistema permite la visualización directa del voltaje rms y cuenta con un conector BNC para hacer la conexión hacia un osciloscopio.

Con las mediciones obtenidas se concluye que: a) Es factible construir una sonda de alto voltaje y alta frecuencia basada en un divisor capacitivo fabricado con placas para circuito impreso Fr-4. b) El circuito no genera desfasamiento entre el voltaje de entrada y el voltaje de salida. c) Debido a que el arreglo es capacitivo la potencia activa que consume la sonda está dada por la resistencia interna del capacitor. Finalmente, de las experiencias tenidas en la realización de este trabajo, se recomienda para mejorar las características del sistema: a) Investigar sobre materiales que puedan reducir las pérdidas por efecto joule en los capacitores y que puedan soportar mayor voltaje de ruptura. b) Utilizar un dispositivo que mejore el ancho de banda para la etapa de conversión del rms. c) Construir un divisor capacitivo de geometría cilíndrica, el cual permita utilizar un conductor como capacitor de alto voltaje y el capacitor envolvente como capacitor de bajo voltaje.

41

Referencias. [1] W.Bolton “Mediones y pruebas eléctricas y electrónicas”Alfaomega 199 [2] F.V. Kushnir “Medidas radioeléctricas” Mir 1990 [3] Louis Frenzel “Sistema electrónico de comunicaciones” Alfaomega 2008 [4] Rohan lucas “High voltage engineering” University of Moratuwa 2001 [5] William Cooper “Instrumentación electrónica moderna y técnicas de medición” Pearson 1991. [6] U.A. Bakshi “Electronic Measurements” pag.1-24, “chapter 1: Analog instruments”

42

Apéndice A.  Manual completo de MSP430G2553 http://www.ti.com/lit/ds/symlink/msp430g2553.pdf MSP430G2x53 MSP430G2x13 SLAS735J – APRIL 2011 – REVISED MAY 2013

www.ti.com

MIXED SIGNAL MICROCONTROLLER FEATURES • •

• •

Low Supply-Voltage Range: 1.8 V to 3.6 V Ultra-Low Power Consumption – Active Mode: 230 µA at 1 MHz, 2.2 V – Standby Mode: 0.5 µA – Off Mode (RAM Retention): 0.1 µA Five Power-Saving Modes Ultra-Fast Wake-Up From Standby Mode in Less Than 1 µs

•

16-Bit RISC Architecture, 62.5-ns Instruction Cycle Time

•

Basic Clock Module Configurations – Internal Frequencies up to 16 MHz With Four Calibrated Frequency – Internal Very-Low-Power Low-Frequency (LF) Oscillator – 32-kHz Crystal – External Digital Clock Source Two 16-Bit Timer_A With Three Capture/Compare Registers Up to 24 Capacitive-Touch Enabled I/O Pins

• •

•

Universal Serial Communication Interface (USCI) – Enhanced UART Supporting Auto Baudrate Detection (LIN) – –

•

IrDA Encoder and Decoder Synchronous SPI

– I 2C™ On-Chip Comparator for Analog Signal Compare Function or Slope Analog-to-Digital (A/D) Conversion

•

10-Bit 200-ksps Analog-to-Digital (A/D) Converter With Internal Reference, Sampleand-Hold, and Autoscan (See Table 1) • Brownout Detector • Serial Onboard Programming, No External Programming Voltage Needed, Programmable Code Protection by Security Fuse • On-Chip Emulation Logic With Spy-Bi-Wire Interface • Family Members are Summarized in Table 1 •

•

Package Options – TSSOP: 20 Pin, 28 Pin – PDIP: 20 Pin – QFN: 32 Pin For Complete Module Descriptions, See the MSP430x2xx Family User’s Guide (SLAU144)

DESCRIPTION The Texas Instruments MSP430 family of ultra-low-power microcontrollers consists of several devices featuring different sets of peripherals targeted for various applications. The architecture, combined with five low-power modes, is optimized to achieve extended battery life in portable measurement applications. The device features a powerful 16-bit RISC CPU, 16-bit registers, and constant generators that contribute to maximum code efficiency. The digitally controlled oscillator (DCO) allows wake-up from low-power modes to active mode in less than 1 µs. The MSP430G2x13 and MSP430G2x53 series are ultra-low-power mixed signal microcontrollers with built-in 16bit timers, up to 24 I/O capacitive-touch enabled pins, a versatile analog comparator, and built-in communication capability using the universal serial communication interface. In addition the MSP430G2x53 family members have a 10-bit analog-to-digital (A/D) converter. For configuration details see Table 1. Typical applications include low-cost sensor systems that capture analog signals, convert them to digital values, and then process the data for display or for transmission to a host system.

Please be aw are that an important notice concerning availability, standard w arranty, and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet. PRODUCTION DATA information is current as of publication date. Products conform to specifications per the terms of the Texas Instruments standard warranty. Production processing does not necessarily include testing of all parameters.

Copy right © 2011–2013, Texas Instruments Incorporated

43

Apéndice B. Manual completo de AD536A http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD536A.pdf

Data Sheet

Integrated Circuit True RMS-to-DC Converter AD536A AD53 6 A VIN

COM +VS

ABSOLUTE VALUE

dB

SQUARER/ DIVIDER

+ C AV CURRENT MIRROR 25kΩ

RL IOUT

BUFFER IN

25kΩ

The AD536A is a complete monolithic integrated circuit that performs true rms-to-dc conversion. It offers performan c e comparable or superior to that of hybrid or modular units costing much more. The AD536A directly computes the true rms value of any complex input waveform containing ac and dc components. A crest factor compensation scheme allows measurements with 1% error at crest factors up to 7. The wide bandwidth of the device extends the measurement capability to 300 kHz with less than 3 dB errors for signal levels greater than 100 mV. An important feature of the AD536A, not previously available in rms converters, is an auxiliary dB output pin. The logarithm of the rms output signal is brought out to a separate pin to allow the dB conversion, with a useful dynamic range of 60 dB. Using an externally supplied reference current, the 0 dB level can be conveniently set to correspond to any input level from 0.1 V to 2 V rms. The AD536A is laser trimmed to minimize input and output offset voltage , to optimize positive and negative waveform symmetry (dc reversal error), and to provide full-scale accura cy at 7 V rms. As a result, no external trims are required to achieve the rated unit accuracy. The input and output pins are fully protected. The input circuitry can take overload voltages well beyond the supply levels. Loss of supply voltage with the input connected to external circuitry does not cause the device to fail. The output is short-circuit protected.

BUFFER OUT

80kΩ

00504-001

BUF

–VS

Figure 1.

The AD536A is available in two accuracy grades (J and K) for commercial temperature range (0°C to 70°C) applications, and one grade (S) rated for the −55°C to +125°C extended range. The AD536A K offers a maximum total error of ±2 mV ± 0.2% of reading, while the AD536AJ and AD536AS have maximum errors of ±5 mV ± 0.5% of reading. All three versions are available in a hermetically sealed 14-lead DIP or a 10-pin TO-100 metal header package. The AD536A S is also available in a 20-termin al leadless hermetically sealed ceramic chip carrier. The AD536A computes the true root-mean-square level of a complex ac (or ac plus dc) input signal and provides an equivalent dc output level. The true rms value of a waveform is a more useful quantity than the average rectified value because it relates directly to the power of the signal. The rms value of a statistical signal also relates to its standard deviation. An external capacitor is required to perform measurements to the fully specified accuracy. The value of this capacitor determines the low frequency ac accurac y, ripple amplitude, and settling time. The AD536A operates equally well from split supplies or a single supply with total supply levels from 5 V to 36 V. With 1 mA quiescent supply current, the device is well suited for a wide variety of remote controllers and battery-powered instruments.

44

45

46

Apéndice C.  Manual completo de módulo de LCD http://www.itron.com.cn/PDF_file/JHD162A%20SERIES.pdf

JHD162A SERIES ■CHARACTERISTIC: CHAR. DOTS: 5x8 DRIVING MODE: 1/16D

DISPLAY CONTENT: 16

CHAR x 2ROW

AVAILABLE TYPES:

TN.STN(YELLOW GREEN,GREY,B/W) REFLECTIVE,WITH EL OR LED BACKLIGHT

EL/100VAC,400HZ LED/4.2VDC ⛲■PARAMETER (VDD=5.0V±10%,VSS=0V,Ta=25⁰C) Parameter

Supply voltage

Testing

Standard Values

Symbol

Criteria

Min.

Typ.

Max

Unit

VDD-V

-

4.5

5.0

5.5

V

SS

Input high voltage

VIH

-

2.2

-

VDD

V

Input low voltage

VIL

-

-0.3

-

0.6

V

Output high voltage

VOH

-IOH=02mA

2.4

-

-

V

Output low voltage

VOL

IOL=1.2mA

-

-

0.4

V

Operating voltage

IDD

VDD=5.0V

-

1.5

3.0

mA

■APPLICATION CIRCUIT

47

Apéndice D.  Manual completo de placa de FR-4 A SURVEY AND TUTORIAL OF DIELECTRIC MATERIALS USED IN THE MANUFACTURE OF PRINTED CIRCUIT BOARDS. Relative Dielectric Constant, e r - this property is a measure of the effect an insulating material has on the capacitance of a conductor imbedded in or surrounded by it. It is also a measure of the degree to which an electromagnetic wave is slowed down as it travels through the insulating material. The higher the relative dielectric constant, the slower a signal travels on a wire, the lower the impedance of a given trace geometry and the larger the stray capacitance along a transmission line. Given a choice, lower dielectric constant is nearly always better. The dielectric constant of nearly all PCB dielectrics changes with frequency and usually goes down as frequency goes up. This manifests itself in two ways in transmission lines. The velocity of signals increases as the frequency goes up, resulting in phase distortion in broadband amplifiers. Broadband RF and microwave amplifiers usually need to be made from laminates with relative dielectric constants as flat with frequency as possible to minimize this problem.

48