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INSTITUTO POLITECNICO NACIONAL ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERIA MECANICA Y ELECTRICA UNIDAD ZACATENCO
DISEÑO Y CONSTRUCCION DE UN TRANSMISOR Y RECEPTOR DE FM ESTEREO PARA REDUCCION DEL CABLEADO EN EQUIPOS DE AUDIO PROFESIONAL
TESIS QUE PARA OBTENER EL TITULO DE: INGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRONICA PRESENTAN: ADRIANA ARIZAGA USCANGA GERMAN RAMIREZ CASTRO ASESORES: ING. EDGAR EDMUNDO FLORES DIAZ ING. EMILIANO GUZMAN SALGADO
MEXICO, D.F. SEPTIEMBRE 2010
INDICE Página OBJETIVO GENERAL OBJETIVO PARTICULAR JUSTIFICACION INTRODUCCIO CAPITULO 1 Diseño del Transmisor . Señales y consola de aud
.
Filtro PasaBajos y Amplificador (53kHz con G=4)
22
Diagrama completo del
CAPITULO 2 Diseño del Receptor
Filtro Pasa
Dec
38
..
CAPITULO 3 Pruebas y mediciones
Filtro Pasa
Filtro Pasa
.
Filtro Pasa
.
BIBLIOGRAFIA APENDICE A Modulación de FM Estéreo
...
Generación de la señal multiplex estéreo de FM Amplificador clase C Receptor de FM
. 93
... . 94
APENDICE B 99
OBJETIVO GENERAL Reducir el cableado entre los amplificadores de audio y los altavoces en un sistema de sonido profesional para eventos sociales.
OBJETIVO PARTICULAR Diseñar un transmisor y receptor de FM estéreo en la banda comercial para realizar la comunicación entre la consola de audio y el ecualizador.
JUSTIFICACION En la actualidad todos los eventos sociales tales como cumpleaños, bodas, bautizos, presentaciones, etc., necesitan de un sistema de sonido y de un locutor que anime la fiesta. Para esta finalidad existen empresas que se dedican a prestar este servicio, trasladando e instalando los equipos en el lugar del evento. Por estas características el sistema a instalarse debe ser muy flexible, ya que las características del lugar donde se realiza el evento no son las mismas en todos lados: Algunas veces el salón es muy grande, por lo que se requiere más equipo que en un salón pequeño. La ubicación de la toma de corriente no se encuentra siempre a la misma distancia, lo que limita mucho el lugar de la instalación del equipo. La posición del mobiliario cambia en cada evento y también limita la ubicación de la instalación. Por estas razones, el cableado entre la cabina de sonido y los altavoces debe ser muy largo (10m) para ajustarse a las necesidades del lugar de instalación, además de dar una mala estética por la cantidad de cables utilizados es problemático para el paso de invitados, meseros y personal de seguridad. Para solucionar este problema, surgió la idea de diseñar y construir un transmisor y un receptor con la finalidad de separar la cabina de sonido en 2 partes. La primera consiste en tener todas las fuentes de señal y la consola de audio, y la segunda debe contener desde el ecualizador hasta los amplificadores de potencia. Las condiciones de trabajo cambiarán bastante, ya que la segunda parte quedaría junto a los altavoces acortando la distancia entre los amplificadores y éstos, reduciendo la distancia del cableado.
INTRODUCCION prestar servicios de entretenimiento para amenizar eventos sociales, donde la flexibilidad de sus equipos es una de las partes más importantes. Estas empresas manejan equipos de sonido profesional para llevar a cabo su trabajo. El equipo básico de trabajo es: fuentes de sonido mezcladora de sonido consola de sonido ecualizador crossover amplificadores de audio altavoces Para las fuentes de sonido, existen reproductores de música que para estas aplicaciones deben tener más funciones de reproducción que un reproductor casero, como los utilizados opciones de efectos sobre la música como son el pitch o el loop, además de una mejor calidad de audio.
Figura 1
Figura 1.1
Otras fuentes de sonido comúnmente utilizados son micrófonos alámbricos e inalámbricos, procesadores de voz, la computadora, reproductores de video entre otros. 1
Como equipos principales se tienen la mezcladora y la consola de audio. La mezcladora como su nombre lo indica, sirve para hacer la mezcla de la música, mientras que la consola de audio es el control de todo el sistema ya que es la etapa donde se conectan todas las fuentes de sonido y se tienen en dos canales L y R. Estas dos señales son enviadas a un ecualizador para mayor control en las frecuencias que están siendo reproducidas, después, pasamos a la etapa del crossover, siendo básicamente un conjunto de filtros que separa las frecuencias de la música de cada canal en 3 vías, graves, medios y agudos, cada una de estas señales es amplificada y convertida a ondas sonoras por medio de bocinas (Figura 1.2). Finalmente, se tiene la reproducción de sonido estéreo muy agradable para el oyente.
Reproductor de Audio
Consola
CABLEADO
Ecualizador
Amplificador
5 a 10 metros
Figura 1.2. Diagrama de la conexión original en un sistema de audio profesional.
Cabe mencionar que todas las etapas son conectadas entre sí por medio de cables, desde las fuentes de sonido a la consola de audio hasta las bocinas hacia los amplificadores, dando como resultado grandes cantidades de cableado dirigidos hacia todos lados.
Figura 1.3. Conexión de los altavoces hacia los amplificadores.
2
Figura 1.4. Localización de la cabina de sonido.
En las Figuras 1.3 y 1.4 se muestran claramente la problemática originada por tanto cable utilizado en las conexiones para la instalación del equipo. Buscando la eliminación de cables, la tendencia es utilizar dispositivos inalámbricos, como son micrófonos y audífonos o transmisores para escuchar música de un mp3 en el radio del automóvil. Por este motivo, se propone desarrollar un sistema inalámbrico para enviar dos señales de audio (R y L) provenientes de la consola de sonido por medio de un transmisor, y con un receptor recuperar estas dos señales que serán procesadas por un ecualizador y finalmente amplificadas. De esta manera eliminaremos el cableado entre estos dos equipos.
Reproductor de Audio
Consola
Transmisor
Receptor
Ecualizador
Amplificador
Figura 1.5. Diagrama de la propuesta.
Como podemos observar, al separar la consola de audio del ecualizador eliminaremos el cableado entre ellos, que tal vez a simple vista no representa un gran avance en la reducción de cableado del sistema, pero con la introducción de este sistema la colocación del ecualizador, del crossover y de los amplificadores de sonido ya no se limita a estar cerca de la consola de audio, por lo que ahora se podrán colocar cerca de los altavoces y visto de esta forma, la distancia entre los amplificadores de audio y los altavoces se acorta considerablemente, y como consecuencia la longitud del cableado también, 3
además de eliminar las molestias que genera tener un cable atravesando el salón de fiesta, patio, calle o cualquier lugar donde se realizan fiestas. Para la presentación de este trabajo, se divide la información principalmente en 3 capítulos. En el Capítulo 1, se presenta el diseño de las etapas para el transmisor de FM. En el Capítulo 2, se hace el diseño del receptor de FM. En el Capítulo 3, se muestran los resultados obtenidos de las mediciones hechas al sistema.
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CAPITULO 1 Diseño del Transmisor Diagrama a bloques de las señales de audio y de la consola
Filtro Pasa‐ Banda
Fuentes de señal de audio
Consola de Audio
Codificador Estéreo
Filtro Pasa Bajos y Amplificador
Mezclador y Amplificador
Oscilador Filtro Pasa‐ Banda
Fuente de Alimentación: ±9V Figura 2. Diagrama a bloques del transmisor de FM.
La señal de audio proviene de equipos electrónicos capaces de generarla como puede ser un procesador de voz, Laptop, reproductor de CD y/o DVD, son las señales que se desean transmitir, para ello, éstas entran a la consola de audio donde se unen, teniendo a la salida un canal L que contiene todas las señales L de las fuentes de audio y lo mismo para las señales R, las cuales pasan por un Filtro PasaBanda que limita la frecuencia de 20Hz a 15kHz, una vez filtradas, entran a un codificador estéreo donde la señal obtenida sumada a la señal piloto de 19kHz serán la parte moduladora, después entra al mezclador, es ahí donde ésta señal modula en frecuencia a la señal del oscilador (portadora). Señales y consola de audio Procesador de voz
Reproductor de CD Consola de Audio
Laptop
Reproductor de DVD
Figura 2.1. Esquema de las fuentes de señal que llegan a la consola de audio.
5
Todos estos dispositivos tienen en común la reproducción de audio en formato estéreo, es por ello que la transmisión usada en esta aplicación es FM estéreo. Consola Todas las fuentes antes mencionadas son conectadas a la consola de audio modelo XENYX X2442, que su función es multiplexar todas las señales que llegan a ella. En la aplicación que nos concierne la función principal es sumar todas las fuentes de señal que llegan a ella. Características: 12 canales de entrada. Ecualizador de 3 bandas por canal. Procesador efectos estéreo precargado con 100 efectos Conectores tipo jack ¼ y XLR Alimentación de voltaje 120VAC a 240VAC autoajustable. Además de las características antes mencionadas esta consola cuenta con diferentes funciones como lo son el control de monitores que son muy utilizados por conjuntos musicales y por cantantes, además de una interfaz USB para grabación de audio en una PC.
Figura 2.2. Consola de audio.
Filtros PasaBanda El propósito de esta etapa es limitar el ancho de banda de 20Hz a 15kHz (frecuencias utilizadas en la modulación de FM) y darle ganancia a la misma con el propósito de proporcionar flexibilidad al proyecto; es decir, de la consola de audio se obtiene una amplitud de señal suficiente para tener un buen resultado de modulación, pero si se
6
necesita conectar un dispositivo como un ipod o un discman la señal no es suficiente y con esta ganancia podemos corregir este error. El diagrama para tal finalidad es el siguiente:
Entrada
Rc
C
R Cc
+V
IC1 MC1458 Salida
V Figura 2.3. Filtro Pasa Banda.
El procedimiento de diseño se muestra a continuación. Comenzamos con la ecuación de la ganancia
: Ec.1
fb c
Como podemos ver, la ganancia depende de los valores y . Se propone el valor de y un valor de ganancia, y posteriormente se determina el valor de . Ec.1.1
c fb
Las relaciones entre las frecuencias de corte y los elementos del circuito están dadas por: Ec.1.2
Ec.1.3
De las ecuaciones 1.2 y 1.3 despejamos y
respectivamente: Ec.1.4
7
Ec.1.5
c
Con , , valores en la Ecuación 1.1:
y proponiendo
R c
27k 2 . 5
, se sustituyen estos
10 . 8 x 10 3
comercia l
Se elige el valor de 10k de que si se tuviera un valor menor (8.2k contrario, si hubiera un valor mayor (12k Teniendo el valor de
, se procede a calcular con la Ecuación 1.4, el valor de :
Se selecciona el valor de 1µF porque la frecuencia de corte disminuye muy poco, en cambio, si se tiene un valor de capacitancia menor (0.68µF) se tendría una frecuencia de corte mayor. Finalmente, el valor de Cc es: 12
c
c
Se elige el valor del capacitor de 390pF porque es el valor más cercano al calculado, pues si se hubiera elegido un valor mayor (470pF) la frecuencia de corte sería menor a la requerida.
8
Por lo tanto, el diagrama eléctrico queda como se muestran en la Figura 2.4 y 2.5, tomando en cuenta que es un sistema estéreo: R1
C1
Entrada L
R3
1uF C3 390pF +3V IC1A MC1458 Salida L
3V Figura 2.4. Filtro Pasa Banda canal L.
Entrada R
R2
C2
R4
1uF
C4 390pF +3V IC1B MC1458 Salida R
3V Figura 2.5. Filtro Pasa Banda canal R.
Codificador Estéreo (BA1404) Para esta etapa se elige el circuito integrado BA1404 ya que es de gran flexibilidad pues se puede utilizar como transmisor de FM estéreo o sólo como codificador estéreo además de que este dispositivo es utilizado en muchísimas aplicaciones, cabe mencionar que la estabilidad de la frecuencia es muy buena y puede estar trabajando por un largo periodo de tiempo sin presentar falla alguna. Para obtener la codificación en FM estéreo empleamos el circuito integrado BA1404, el cual tiene como características bajo consumo de corriente, 3V de alimentación para dispositivos portátiles, baja potencia de transmisión, además requiere de pocos 9
componentes externos para su funcionamiento. Las aplicaciones de este dispositivo pueden ser un micrófono o audífonos inalámbricos. Para este proyecto será usado como codificador de FM estéreo. En la figura 2.6 se muestra como está compuesto el circuito integrado internamente.
Figura 2.6. Composición interna del Circuito Integrado BA1404.
Las señales L y R de las salidas del filtro pasabanda son introducidas a las terminales 1 y 18, respectivamente. Internamente estas señales son amplificadas por amplificadores independientes y se convierten en la entrada del modulador balanceado, dicho modulador es balanceado externamente por un potenciómetro de 50k . En ésta etapa se obtiene la codificación estéreo. El cristal oscilador de 38kHz está conectado externamente entre las terminales 5 y 6, su función es crear una subportadora de 38kHz que después será suprimida dentro del modulador, además de generar una señal piloto de 19kHz. La señal obtenida en el modulador balanceado y la señal piloto de 19kHz son sumadas externamente y así obtener la señal moduladora.
10
La figura 2.7 muestra el diagrama con componentes externos del Circuito Integrado BA1404. C13 10nF
C12 22uF Señal de salida del filtro pasabanda Canal L
+3V
R7 50%
R5
C5 10uF
C14 10uF R8
Señal multiplex de FM estéreo C15 220pF
R9
C7 1nF
IC2 BA1404
C6 10uF Señal de salida del filtro pasabanda Canal R
R6 C8 1nF
C9 10uF
C10 1nF XTAL1 38kHz
C11 10pF
Figura 2.7. Diagrama con componentes externos del Circuito Integrado BA1404.
Filtro PasaBajos y Amplificador (53kHz CON G = 4) El propósito de esta etapa es permitir el paso de las frecuencias más bajas hasta cortar en 53kHz y arriba de ésta, las frecuencias se atenúan, además de darle ganancia a la señal con el objetivo de incrementar el voltaje. Elegimos la frecuencia de corte a 53kHz porque es donde está ubicada la banda lateral superior de la señal LR. Un filtro pasabajos de primer orden, presenta una ganancia de voltaje por debajo de la frecuencia de corte constante en:
Av 1
R F R G
Ec.1.6
11
Para una frecuencia de corte de: Ec.1.7
El diagrama para tal finalidad es el siguiente: Rg
Rf +9V
IC3 LM741
Señal de Entrada
Señal de Salida
R1
C1
9V
Figura 2.8. Filtro Pasa Bajos y Amplificador.
Para el diseño, necesitamos una frecuencia de corte 53kHz, por lo que proponemos, y . Entonces, de la Ecuación 1.7, podemos conocer el valor de
:
1
R 1 comercia l
3 . 3 k
Elegimos el valor de 3.3k teóricamente, la frecuencia de corte sería menor a la deseada. Con base en la Ecuación 1.6, despejamos para conocer el valor de :
R G
, proponemos una
R F A v 1
12
R G
47k 4 1
R Gco mercia l 15 k Seleccionamos el valor de 15k sería menor a la deseada.
Por lo tanto, el circuito eléctrico, finalmente queda: R11
R12
+9V IC3 LM741 Señal multiplex de FM estéreo
Señal de salida
R10 9V C16 820pF
Figura 2.9. Filtro Pasa Bajos y Amplificador de la señal de FM estéreo.
Oscilador Un oscilador tiene como función crear una señal periódica por sí mismo, siendo alimentada con un voltaje continuo, proporciona una salida que puede ser senoidal, cuadrada, diente de sierra, triangular, etc. Un oscilador de onda senoidal es un circuito que, mediante amplificación y realimentación, genera una onda senoidal. Su elemento activo es, normalmente, un transistor bipolar, un FET o un integrado, y la frecuencia de operación se determina con un circuito sintonizado o un cristal piezoeléctrico en la trayectoria de realimentación. Estos circuitos se usan para: Establecer la frecuencia de portadora Excitar las etapas moduladoras
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Existen muchos tipos de circuitos osciladores. Algunos de los factores que entran en la elección de un circuito incluyen: Frecuencia de operación Amplitud o potencia de salida Estabilidad de la frecuencia Estabilidad en amplitud Pureza de la forma de onda de salida Arranque seguro Rendimiento, etc.
Nuestro oscilador debe entregar una señal senoidal, por tal motivo usamos la configuración que se muestra en la figura 2.10, en donde la función del primer transistor 2N2222A es el de un oscilador mientras que del segundo transistor es un modulador/amplificador.
C23
Señal de salida del filtro Pasa Bajos
C24 50% L3 R16
+V
C22
C21 C20 50%
C18
C17
R14
R13
T2 2N2222A
50%
L2 50% R17
T1 2N2222A
Ant1 C25
R18
C19
L1
R15
Figura 2.10. Oscilador / Modulador y Amplificador
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En la figura 2.11 se muestra el diagrama del oscilador por separado para realizar su análisis.
+V C20 50%
C18
C17
L2 50%
R14 T1 2N2222A
C19
L1
R13
R15
Figura 2.11. Oscilador.
Para el diseño del oscilador, primeramente se tiene que polarizar en la región activa. Para ello se elige el punto de operación Q(IC,VCE) con CE e C y fuente de alimentación (Vcc) de 9V. El diseño del circuito de polarización es para operar el transistor en la región activa, debido a ello existe amplificación en la señal. Para esto consideramos el máximo voltaje colectoremisor, es decir, casi el voltaje de la fuente de alimentación así como la máxima corriente de colector. Por lo tanto, en éste punto de operación se tiene el máximo voltaje. Por la configuración que se tiene (figura 2.11), comenzamos por recorrer la malla colectoremisor, de donde se obtienen las siguientes ecuaciones:
C
CE
Ec. 1.8
E
CC
E
E
Ec. 1.9 Ec. 1.10
15
Considerando la Ecuación 1.8, de Ecuación 1.9 despejamos R E y sustituimos valores:
V CC V CE I E 9 V 7 . 5 V 600 2 . 5 x 10 3 A
R E
R E
Ec. 1.11
Se elige el valor comercial más cercano (560 ) para tener un voltaje colectoremisor (VCE) mayor al requerido, pues si se utiliza el valor comercial de 68 VCE menor. Por consiguiente, analizamos a la base del transistor (figura 2.11) del cual se obtienen las siguientes ecuaciones: Ec. 1.12
Calculamos el voltaje en el emisor (Ecuación 1.10):
Sustituyendo en Ecuación 1.12:
Proponemos Por medio de un divisor de voltaje calculamos el valor de R1:
V B
R 2V CC R 1 R 2
Ec. 1.13
Despejando R1 Ec. 1.14
Sustituyendo valores (Ecuación 1.14):
R1
3 . 3 x 10 3 9 V 2 . 1 V
3 . 3 x 10 3 10 . 84 k
Se elige el valor comercial del 10 si se eligiera el valor de 12 el voltaje de la base (VB) sería menor al obtenido.
además
16
Por lo tanto, el diagrama del oscilador con valores comerciales en las resistencias de polarización se muestra en la figura 2.12.
+9V C20 50%
C18
L2 50%
R14 C17 T1 2N2222A
R13
C19
L1 R15
Figura 2.12. Oscilador con valores de resistencias de polarización.
Una vez obtenida la polarización del transistor, procedemos a hacer el análisis a señal del oscilador (figura 2.11) con el objetivo de calcular el circuito tanque en el cual requerimos una frecuencia de resonancia de 96MHz. Primero proponemos un capacitor (C17) de 1nF con la intención de que a la frecuencia de resonancia presente una reactancia capacitiva muy baja. Para comenzar con el análisis, se pasiva la fuente, entonces procedemos a calcular la reactancia capacitiva (Xc17) para conocer la impedancia a la frecuencia de resonancia, para ello se aplica la Ecuación 1.15:
1 2 fC
X C
C
6
Ec. 1.15
9
17
Se obtiene una reactancia capacitiva de 1.65 de la cual podemos decir que se considera un corto circuito, pues este valor de reactancia predomina sobre los valores de R13 y R14 por lo que las dejamos de tomar en cuenta (figura 2.13).
C18
C17
T1 2N2222A
C20 50%
L2 50%
C19
L1
R15
Figura 2.13. Circuito equivalente en la base a señal.
Siguiendo con el análisis, se tiene una inductancia (L1), la cual es un choque de radiofrecuencia (RFC), debido a ello la propusimos con un valor de 90µH. Procedemos a realizar el cálculo de la reactancia inductiva (XL1) aplicando la Ecuación 1.16:
Ec. 1.16
Se observa que ésta inductancia presenta alta impedancia a la frecuencia de resonancia, por lo que se considera circuito abierto (figura 2.14).
C17
T1 2N2222A
C19
C18
C20 50%
L2 50%
Figura 2.14. Circuito equivalente considerando el efecto de L1.
18
Como se puede observar, C19 es la red de retroalimentación cuyo valor es de 10pF, mientras que C18 y C20 están en paralelo, por lo que sus valores se suman (CT = C18+C20), y ambos con L2 forman el circuito tanque. Proponemos un valor de capacitor total (CT) de 15pF, formado por C18 (10pF) y C20 (3 10pF) para poder realizar el ajuste del entonado, a la frecuencia requerida de 96MHz, por lo tanto, para conocer el valor de la inductancia aplicamos la Ecuación 1.17. 2
Ec. 1.17
L
1 2 96 x 10 6 15 x 10 12
2
183 . 23 nH
Del circuito de la figura 2.14, pasamos al transistor a su circuito equivalente, quedando como se muestra en la figura 2.15. Cabe mencionar que la reactancia capacitiva Xc17 la consideramos un corto circuito. C19
E
10pF
hib
hfb(ie)
ie
C hob
C18 10pF
C20 50%
L2 50%
B
Figura 2.15. Circuito oscilador con el circuito equivalente del transistor.
Comprobamos la frecuencia de oscilación sustituyendo los valores obtenidos anteriormente:
1
f 2
( 183 . 23 x 10 9 H )( 15 x 10 12 F )
96 MHz
La Figura 2.15 nos permite analizar la frecuencia de resonancia, para comprobar la fórmula utilizada para su cálculo, para ello consideramos la fuente de emisor despreciable
19
debido a que su valor en las hojas de datos está dado en el intervalo de micros, y también reducimos el circuito tanque (Figura 2.16). CT
E Vi
Vo
ie
hib
hob
hfb(ie)
C
C
L
B
Figura 2.16. Circuito oscilador para la frecuencia de oscilación.
Para comenzar debemos obtener la expresión de transferencia de la retroalimentación (B) (Ecuación 1.18) con respecto a nuestra configuración se deduce que:
B
V i V o
R 1 R 1 R 2 // C // L R // 1 // SL 2 SC
Ec. 1.18
Resolviendo la Ecuación 1.18 se obtiene:
R 1 R 2 2 L 2 B ( R 2 L ) 2
R 2 2 R 1 S 3 L 2 C R 2 2 R 1 SL ( R 2 L ) 2
Ec. 1.19
igualamos con cero la parte imaginaria de la Ecuación 1.19, obteniéndose:
1 0
LC
Ec. 1.20
Finalmente, el circuito del oscilador con valores comerciales de cada uno de sus componentes se muestra en la Figura 2.17.
20
+9V C18 10pF C17 1nF
R14 T1 2N2222A
R13
C20 L2 10pF 180nH Key=A Key=A 50% 50% C19 10pF
L1 90uH R15
Figura 2.17. Circuito oscilador con valores comerciales.
Modulador y Amplificador de RF La FM directa es la modulación en la cual la frecuencia de la portadora varia directamente por la señal modulante, es decir, es directamente proporcional a la amplitud de la señal modulante. La figura 2.18 muestra un diagrama básico para un generador de FM simple. El circuito tanque determina la frecuencia de oscilación estándar. El capacitor del micrófono es un transductor que convierte la energía acústica a energía mecánica, la cual se usa para variar la distancia entre las placas de Cm con lo que cambia su capacitancia, y por consecuencia cambia la frecuencia de resonancia. De este modo la frecuencia de salida del oscilador cambia directamente con la amplitud de la señal de audio externa.
Figura 2.18. Modulador básico de FM.
21
Modulador de reactancia Este tipo de modulador utiliza el mismo principio explicado anteriormente correspondiente a la figura 2.18, donde se utiliza un dispositivo activo en lugar de una bocina como transductor. En este tipo de modulador, el dispositivo activo se encuentra en paralelo con el circuito tanque y se comporta como una reactancia variable dependiente de la señal moduladora, que al estar en paralelo con el circuito tanque este cambia su frecuencia de resonancia, lo que ocasiona el cambio de frecuencia, es decir, se genera la modulación en frecuencia. La configuración que utilizamos se muestra en la figura 2.19.
C23
Señal de salida del filtro Pasa Bajos
C24 50% L3
+9V R16
Ant1 C25
C22 T2 2N2222A
Señal de salida del oscilador
50%
C21 R17 R18
Figura 2.19. Configuración del modulador y amplificador de RF.
Para comenzar con el análisis, al igual que el oscilador, primero caracterizamos el transistor con el fin de obtener el valor de las resistencias de polarización. Por la configuración que se tiene (figura 2.19), comenzamos por recorrer la malla colector emisor, de donde se obtienen las ecuaciones 1.8, 1.9 y 1.10. Se requiere una potencia de 100mW y un voltaje colectoremisor (VCE) de 8V, por lo tanto, se calcula la corriente de colector (Ecuación 1.21):
C CE
Ec. 1.21
22
Despejando
: Ec. 1.22
C CE
3
C
Una vez conociendo la
, consideramos de la Ecuación 1.8, de ésta manera se puede
calcular el valor de R E (Ecuación 1.11):
R E
9 V 8 V 80 12 . 5 x 10 3 A pues habría un VCE arriba de los 8V requeridos, CE menor a los 8V.
Ahora de la figura 2.19 procedemos a calcular el voltaje en la base (Ecuación 1.12), para ello primero calculamos el voltaje en el emisor (Ecuación 1.10):
Sustituyendo en Ecuación 1.12:
Proponemos
y calculamos el valor de R1 (Ecuación 1.14): 3 3 1
es el valor más cercano al calculado, pues si tendríamos un valor menor de voltaje de base (VB) al deseado. Finalmente el diagrama del modulador con valores comerciales en las resistencias de polarización se muestra en la figura 2.20.
23
C23
Señal de salida del filtro Pasa Bajos
C24 50% L3
+9V R16
Ant1 C25
C22 T2 2N2222A
Señal de salida del oscilador
50%
C21 R17 R18
Figura 2.20. Circuito de polarización final.
La figura 2.19 muestra el diagrama eléctrico del circuito utilizado para realizar la modulación en frecuencia, que tiene como elemento activo un transistor BJT. Para comenzar el análisis debemos saber cómo se comporta el circuito tomando solamente en cuenta a la señal moduladora y pasivando la fuente de corriente directa. El circuito queda como se muestra en la figura 2.21.
T2 2N2222A C22 R16
C24 50% L3
R17 R18
Figura 2.21. Circuito a señal moduladora.
Cambiamos el capacitor C22 por la representación de su capacitancia y se sustituye al transistor por el equivalente PI para que a partir de este punto se pueda analizar el comportamiento del transistor como modulador (figura 2.22). 24
Cbc
B
Cbe R16
Audio C22
C
Rbe
R17 gmVbe
E R18
Figura 2.22. Circuito equivalente del modulador.
Se pasiva la fuente de la señal moduladora para poder conocer la admitancia de salida del circuito y comprender como afecta al circuito tanque localizado en el colector del transistor, el circuito final se muestra en la figura 2.23.
gmVbe E
C Ro
R18
Cbe
Rbe
Cbc
B Figura 2.23. Circuito equivalente final.
Req= Resistencias R18 y Rbe en paralelo. Rp = Resistencias en paralelo Req y XCbe.
Rp
Re q 1 j Re q C
Ec. 1.23
Vce g mVbe
Ec. 1.24
R 0 Rp
Ec. 1.25
25
Ec. 1.26
Vce i e Vce Vbe
1
j Cbc 1
j CRp
Rp
Ec. 1.27
1
Ec. 1.28
Ec. 1.29
0
m
m
Por lo anterior, podemos deducir que el circuito se está comportando como una resistencia y un capacitor. El valor de uno de estos capacitores es dependiente de la señal moduladora, quedando en paralelo con el circuito tanque localizado en el colector lo que hace que cambie su frecuencia de resonancia. El capacitor restante es el interno del transistor. A continuación realizamos el análisis tomando en cuenta la señal portadora y no la señal moduladora ya que las condiciones de los capacitores cambia y por lo tanto la configuración del transistor también. Comenzamos por pasivar la fuente de DC, el circuito se muestra en la figura 2.24.
Ant1 C25 C21 T2 2N2222A
Oscilador R17
R16
C24 50% L3
50%
C22 R18
Figura 2.24. Fuente de DC pasivada.
Para la frecuencia del oscilador el capacitor C22 debe tener una reactancia muy baja por lo que el valor de R16 y R17 pueden ser despreciados (figura 2.25).
26
Ant1 C25 C21
C24 50% L3
Oscilador
50%
2N2222A T2 C22
R18
Figura 2.25. Representación de la reactancia del capacitor.
La reactancia de C21 es muy alta en comparación de la reactancia de C22, por lo que podemos decir que la configuración en estas condiciones es de un amplificador clase C.
El circuito tanque determina la frecuencia de la señal de salida del amplificador clase C, en este caso debe de estar sintonizado a la frecuencia del oscilador. Cuando la señal moduladora está presente, la frecuencia de resonancia del circuito tanque cambia y con ella la frecuencia de la señal portadora de salida por una característica propia de los amplificadores clase C. Los cambios de la frecuencia en la señal portadora son proporcionales a la amplitud de la señal de audio con lo que se logra la generación de una señal de frecuencia modulada (FM). Para el cálculo de C23 tomamos en cuenta que la frecuencia de audio va de 20Hz a 15kHz y es común utilizar capacitores de paso para estas frecuencias de 10 a 100µF.
Si tomamos el valor de 10µF los valores de reactancia son: Ec. 1.30
X 10 F X 10 F
1 795 . 77 2 ( 20 Hz )( 10 F ) 1 1 . 06 2 ( 15 kHz )( 10 F )
27
Si tomamos el valor de 100µF los valores de reactancia son:
X 100 F X 100 F
1 79 . 5 2 ( 20 Hz )( 100 F ) 1 0 . 1 2 ( 15 kHz )( 100 F )
Para evitar alguna atenuación que se pueda dar sobre todo en las frecuencias bajas audibles optamos por utilizar el valor de 100µF. El capacitor C22 debe presentar a la señal moduladora una reactancia grande y a la señal portadora una reactancia muy baja. Para la elección de este capacitor hemos de audio por lo que el capacitor es del siguiente valor:
C 22
1 1. 06 nF 2 ( 15 kHz )( 10 k )
El valor comercial más cercano es el de 1nF, ahora este capacitor debe cumplir la condición para la frecuencia portadora:
X C 22
1 2 ( 96 MHz )( 1 nF )
1 . 65
Con esto comprobamos que la condición requerida es cumplida por lo que se decide utilizar este valor. El capacitor C21 tiene como condición que la reactancia sea más grande que la reactancia de C22, para este cálculo se propone un valor 100 veces mayor con el propósito de evitar una carga muy baja para el oscilador, por lo que el valor de C21 se calcula de la manera siguiente: C 21
C 22
Para realizar el circuito tanque primero se realizó una bobina con las siguientes características: Un alambre de calibre 24, con 3 vueltas y media con un diámetro de 3mm. Después se midió la inductancia con un QMETER teniendo como resultado 127nH. Con este valor se puede calcular el valor del capacitor variable, además, también sabemos que la frecuencia del oscilador se encuentra en 96MHz. 28
f
C 24
1
Ec. 1.31
LC
2
1 2
2 ( 96 MHz ) ( 127 nH )
21 . 16 pF
Para realizar el ajuste de la frecuencia de resonancia del circuito tanque necesitamos que este capacitor sea variable por lo que utilizamos un capacitor de 330pF que es el valor comercial para este tipo de capacitores. En las figuras 2.26 y 2.27 se muestran los circuitos finales del modulador y del amplificador de RF, respectivamente.
Señal de salida del filtro PasaBajos
C22
R16
R17
C24 30pF Key=A T2 2N2222A 50%
L3 127nH
R18
Figura 2.26. Circuito a señal moduladora con valores comerciales.
Ant1 C25 C21 Oscilador C22
30pF Key=A 50% 2N2222A T2 R18
50% L3 C24 127nH
Figura 2.27. Circuito a señal portadora con valores comerciales.
Debido a que el modulador tiene una configuración de emisor común, consideramos al transistor como se muestra en la figura 2.28.
29
+V
Z
T2 2N2222A
R
Figura 2.28. Emisor común.
De donde se tiene una ganancia (Ecuación 1.32): Ec. 1.32
Donde: C
Ec. 1.33
CE
Al caracterizar el transistor, se obtuvo una corriente de colector ( C ) de 13mA, un voltaje colector emisor ( v CE ) de 8.16V y una corriente de base ( i B ) de 56µA. Entonces, sustituimos dichos valores en la Ecuación 1.33:
hoe
13mA 1 . 59 x 10 3 8 . 16 V
Obtenemos la ganancia aplicando la Ecuación 1.32:
3
30
C23
Señal de salida del filtro Pasa Bajos
100uF L3 C24 120nH 30pF C25 Key=A 50%
+9V R16
C22 1nF
T2 2N2222A
Señal de salida del oscilador C21 10pF
Ant1
50%
R17 R18
Figura 2.29. Modulador.
Para unir la señal del oscilador con el mezclador se necesita acoplar la impedancia de entrada del mezclador con la impedancia de salida del oscilador como se muestra en la Figura 2.30.
Zosc
CT 15pF
C21
L2 182nH
15pF
Zmez
Figura 2.30. Acoplador de impedancias.
La bobina L2 es un autotransformador, por lo que la relación de impedancia de entrada (carga) con la resistencia de tanque (Rt) es: t
Ec.1.34
Donde: = Resistencia a acoplar
R Resistencia de carga inductores:
K
L R 0
Ec. 1.35
31
El autotransformador también tiene gráficas que permiten conocer la posición de derivación (D) y (E), dichas gráficas son: t
vs
D vs vs
En las cuales N representa el número de vueltas. Entonces, teniendo una frecuencia de 96MHz necesitamos conocer la posición de la derivación, por lo que primeramente aplicamos la Ecuación 1.34:
Después con la Ecuación 1.35 calculamos el factor de acoplamiento:
2 ( 96 x 10 6 Hz )( 182 x 10 9 H ) K 0 . 64 170 Como se comentó anteriormente, la bobina L2 tiene 5.5 vueltas, por lo tanto calculamos la relación
:
1 0 . 18 5 . 5 Ahora, éste valor lo buscamos en la gráfica D vs
, dando como resultado D=2.2, por
lo tanto, la derivación está ubicada a 2.2 vueltas. Acoplador de antena Para hacer el acoplamiento de antena sólo colocamos un capacitor variable entre el colector y ésta, lo que nos permite variar el valor de la carga al cambiar el valor del capacitor. El valor de capacitor comercial variable escogido es el de 330pF lo que nos permite las siguientes variaciones de carga:
32
1
X C 25
2 ( 96 MHz )( 3 pF ) 1
X C 25
2 ( 96 MHz )( 30 pF )
552 . 6
55 . 2
Este capacitor nos permite ajustar la carga para tener una transferencia máxima de energía. La antena utilizada es una telescópica. Finalmente, el diagrama completo del Oscilador / Modulador y Amplificador de RF es mostrado en la figura 2.31.
C23
Señal de salida del filtro Pasa Bajos
100uF
R16 +9V C18 10pF C17 1nF
R14 T1 2N2222A
R13
C20 30pF Key=A 50%
L2 180nH Key=A 50%
C22 1nF
C21 10pF
L3 C24 30pF 120nH C25 Key=A 50% 30pF T2 Key=A 2N2222A 50%
Ant1
R17 R18
C19 10pF
L1 90uH R15
Figura 2.31. Oscilador / Modulador y Amplificador de RF.
33
DIAGRAMA COMPLETO DEL TRANSMISOR
J1 Audio IN L
R1 PLUG
C1 1uF
R3
R11
C3 390pF +3V IC1A MC1458
3V
C12 22uF
C13 10nF
R7 50%
R5
C5 10uF
+9V IC3 LM741 +3V
R8
9V C15 220pF
C16 820pF
R9 R16 IC2 BA1404
+9V
C6 J2 R2 PLUG
C17 1nF
10uF C2 1uF
R4 C4
R6 C8 1nF
C9 10uF
C10 1nF XTAL1 38kHz
C18 10pF R14
C20 30pF Key=A 50%
T1 2N2222A
C11 10pF
R13 390pF +3V IC1B MC1458
C23
R10 100uF
C14 10uF
C7 1nF
Audio IN R
R12
L1 90uH R15
3V
Figura 2.32. Diagrama completo del transmisor.
L2 180nH Key=A 50%
C19 10pF
C21 10pF
C22 1nF
R17
DIAGRAMA DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN
L4 LINE FILTER SW1
U1
ON/OFF AC INPUT 120V/60Hz
C26 100nF
T1
C28 2.2nF
D1 WO2M
IC4 LM7809CT LINE� VREG� VOLTAGE
C27 100nF 24V/1A
COMMON�
C29 2.2nF
C30 C32 C34 4.7mF 3.3mF 100nF
C31 C33 C35 4.7mF 3.3mF 100nF
C36 100nF
IC5 LM7909CT LINE� VREG� VOLTAGE COMMON�
Figura 2.32. Diagrama completo del transmisor (Continuación).
C37 100nF
CAPITULO 2 Diseño del Receptor
Diagrama a bloques del Receptor de FM Amplificador CH1
BPF
Sintonizador
Decodificador Estéreo
Amplificador CH2
Salida
Detector de Saturación
Salida
Fuente de Alimentación: ±8V Detector de Saturación Figura 3. Diagrama a bloques del receptor.
El diagrama a bloques de la Figura 3 muestra las etapas del receptor. La antena telescópica se encarga de recibir la señal proveniente del transmisor; después es procesada por un filtro pasa banda (BPF) hecho especialmente para las frecuencias de FM comercial (88MHz108MHz) y al pasar a la etapa del sintonizador es amplificada para después ser demodulada y así obtener las señales que fueron creadas en el transmisor por el codificador estéreo. Posteriormente, la etapa del decodificador estéreo se encarga de obtener las señales de audio L y R que son amplificadas individualmente y así ser adaptadas a las etapas que el usuario decida conectarlas. Además, el detector de saturación está dirigido especialmente al usuario ya que le indica por medio de un led cuando la señal está cerca del valor máximo permitido para evitar distorsiones.
Filtro PasaBanda (BPF) Los filtros cerámicos han comenzado a ser un elemento básico en los sistemas electrónicos ya que el gran desarrollo de las comunicaciones con radiofrecuencia incrementó la demanda de filtros con alta selectividad y anchos de banda muy angostos.
36
Figura 3.1. BPF encapsulado.
Los símbolos que podemos ver en la Figura 3.2 son los usados para representar este tipo de filtros cerámicos en los diagramas eléctricos
Transductor de dos terminales
Transductor de tres terminales
Figura 3.2. Símbolos eléctricos de filtros cerámicos.
En esta etapa se tiene un Filtro Pasa Banda cerámico diseñado para las frecuencias de FM comercial (88 a 108MHz), lo que ayuda al circuito a rechazar frecuencias que estén fuera del rango de trabajo.
Sintonizador (CD2003GP) Esta etapa la constituye un circuito integrado y algunos componentes, teniendo como función sintonizar y demodular la señal de FM proveniente del transmisor. El integrado utilizado se muestra en la Figura 3.3, y lo escogimos porque los componentes externos necesarios para su funcionamiento son pocos en comparación con los integrados utilizados en los sintonizadores de microcomponentes, grabadoras etc. Además, el consumo de potencia es muy bajo y cuenta con una característica básica para nuestro trabajo, ya que obtiene la señal de FM estéreo necesaria para la separación de los canales L y R.
37
Figura 3.3. Circuito Integrado Sintonizador CD2003GP.
Para esta aplicación se utilizaron sólo las etapas correspondientes para FM. La señal de FM proveniente del transmisor junto con todas las señales de FM existentes en el ambiente son introducidas por el pin 1 directamente al amplificador de RF, después es sintonizada la señal de interés y junto con la frecuencia del oscilador es enviada al mezclador de FM, donde la frecuencia de portadora es cambiada por la frecuencia intermedia para FM (10.7MHz), pero la información sigue siendo la misma; después es filtrada por un resonador con frecuencia de resonancia de 10.7MHz, por lo que se garantiza que únicamente pasa la señal proveniente del mezclador. Finalmente, en el detector de FM se lleva a cabo la demodulación y obtenemos la información que necesitamos para la obtención de los dos canales de audio L y R.
Decodificador Estéreo (MC1309) El decodificador tiene como función realizar la recuperación de los dos canales de audio L y R por medio de la señal recuperada en el demodulador visto anteriormente. El decodificador estéreo es un circuito integrado, que se eligió debido a que el ajuste del circuito se hace con una resistencia variable, los elementos externos que se necesitan son fáciles de conseguir, además, la separación de canales es buena, el voltaje de operación puede ser el mismo que el utilizado en el sintonizador y el consumo de potencia es muy bajo. Para saber que el circuito está operando correctamente, el integrado cuenta con una terminal a la cual es posible conectarle un led que se enciende cuando la separación de los canales es la adecuada, además de indicarnos si la transmisión es en formato estéreo o en monoaural. 38
El circuito integrado es el encargado de obtener las señales L+R, LR y la señal piloto de 19KHz que se encuentran en la señal multiplex de FM estéreo con la ayuda de filtros. Además de la señal piloto de 19kHz se obtiene la señal de 38kHz que es idéntica a la señal que fue modulada en el transmisor por la señal LR, de esta forma puede de modular esta señal y obtener la señal LR. Una vez que obtiene las señales de interés se encarga de hacer las siguientes operaciones:
Y así recuperar las señales L y R.
Amplificador y Filtro de salida Su finalidad es incrementar la amplitud de las señales L y R provenientes del decodificador estéreo con una ganancia de 16 (para que la señal de salida tenga un valor aproximado a 3Vpico y fue elegida tomando en cuenta la amplitud de la señal que será amplificada) además de limitar la señal en frecuencia con un filtro pasa bajos de primer orden el cual tiene una frecuencia de corte de 20kHz (que es la frecuencia máxima audible) por lo que se decidió utilizar un amplificador operacional contenido en un circuito integrado con matricula MC1458, además de las características anteriores debe de contar con un control de ganancia manual para que el usuario pueda elegir la amplitud que se adecue a la etapa siguiente. Cabe mencionar que hay una etapa para cada canal. Para la realización de esta etapa utilizamos el siguiente procedimiento de diseño:
Rf
8V Señal del decodificador
R1 V salida
Rg C1
8V
Figura 3.4. Circuito amplificador y Filtro de salida.
39
Para calcular la frecuencia de corte se utiliza:
Ec. 3
Para el cálculo de la ganancia (A) tenemos:
Ec. 3.1
Con las ecuaciones anteriores podemos calcular los valores del filtro que necesitamos para esta etapa. Para el desarrollo debemos tener en cuenta los siguientes valores:
f 0 A Rf C 1
20 kHz 16 220 k 560 pF
El valor de Rf es propuesto de un valor alto de resistencia ya que el valor de Rg suele ser menor que Rf y así aseguramos que no tenga un valor muy bajo. Además C1 se propone de ese valor para que R1 no sea de valor pequeño. De la Ecuación 3.1 tenemos que:
Rg
Rf A 1
Ec. 3.2
Procedemos al cálculo de Rg:
Rg
220 k 16 1
Se toma el valor comercial de 15k ecuación 3:
220 k 15
14 . 6 k corte utilizando la
Como podemos observar, si se elige Rg con valor comercial de 15k poco mayor a la requerida, en cambio, si tomamos un valor comercial inferior al calculado, la ganancia no es precisamente la que se desea, por lo que se toma la decisión de quedarse con el valor de 15k
40
Ahora vamos a calcular el valor de R1 ya que conocemos la frecuencia de corte del filtro, de la ecuación 3 tenemos:
Tomamos el valor comercial superior por lo que tenemos un valor para R1 de 15k calculamos la frecuencia de corte para este valor utilizando la ecuación 3 tenemos:
Como podemos darnos cuenta el valor de la frecuencia de corte es levemente inferior a la solicitada, pero decidimos quedarnos con este valor para R1 porque 19kHz es muy cercano a 20kHz, además de que frecuencias superiores a la obtenida son muy raras en la música. Con los valores obtenidos en el diseño el circuito queda como sigue:
R13 8V Canal R del decodificador
R11
MC1458CP1 IC4A Salida Canal R al crossover
R15 C17 560pF
8V
Figura 3.5. Circuito amplificador y Filtro de salida.
41
Detector de saturación Esta etapa tiene como función indicar al usuario por medio de un led cuando la amplitud de la señal de salida está cercana a la amplitud máxima permitida, con el fin de evitar distorsiones en ésta. Se tiene un detector para cada canal. Decidimos agregar ésta etapa a nuestro proyecto porque este tipo de indicadores se puede encontrar comúnmente en los equipos de audio ya que son de gran utilidad para el usuario al momento de operar los equipos. Para la realización de esta etapa utilizamos un amplificador operacional como comparador de voltaje y la configuración es como se indica en la Figura 3.6:
Señal de salida del amplificador +V 8V R1
V salida 8V
R2
Figura 3.6. Circuito detector de saturación.
En este circuito se fija un voltaje de referencia en la entrada negativa del amplificador operacional con ayuda del arreglo de resistencias, en este caso es el valor de voltaje pico máximo que puede tener la señal de salida. Cada vez que la señal analógica aplicada en la entrada positiva del amplificador operacional sea mayor al voltaje de referencia, la salida del operacional se encontrará en un nivel alto con un valor igual al voltaje de alimentación positivo; y cada vez que el voltaje de la señal analógica este por debajo del voltaje de referencia, el operacional presentará un nivel bajo a su salida.
42
Para el cálculo del voltaje de referencia Vref debemos tener en cuenta la siguiente fórmula:
V ref
R 2 R 1 R 2
V Ec. 3.3
En base a la ecuación 3.3 y Vref = 4.5V, proponiendo R2 = 6.8k la forma que tiene la ecuación se obtenga una R1 del mismo orden; por lo tanto, despejando a R1, se tiene:
R 1
R 2 ( V ) R 2 V ref
Ec. 3.4
Sustituyendo valores:
( 6 . 8 k )( 8 V ) 6 . 8 k 4 . 5 V
R1
5 . 2 k
Tomamos los valores comerciales más cercanos, en este caso 4.7k calculamos el Vref que tendremos para estos valores de resistencia (ecuación 3.3):
V ref V ref
6. 8 k 8 V 4 . 7 k 6 . 8 k
4 . 73 V
6 . 8 k 8 V 5 . 6 k 6 . 8 k
4 . 3 V
Con los resultados obtenidos decidimos tomar el valor de resistencia pues tenemos aproximadamente los 4.5V requeridos para el voltaje de referencia y con el otro valor no alcanzaremos el valor requerido de voltaje. Además a la salida del amplificador operacional debemos colocar un led y una resistencia para el control de la corriente, que será el indicador de saturación para el usuario. Si tomamos en cuenta que el voltaje de salida en nivel alto es de 8V y el voltaje en el led es de 3V entonces en la resistencia tenemos 5V y hacemos circular una corriente de 15mA por el led podemos calcular la resistencia usando la ley de Ohm:
Ec. 3.5
Sustituyendo valores:
R
5V 333 . 33 15 mA
330
43
Nos podemos dar cuenta que el valor obtenido es muy cercano al valor comercial de
I
V 5 V R 330
15 . 1 mA
El valor de corriente obtenido es muy cercano al requerido por lo que decidimos dejar este valor comercial para la resistencia. Finalmente el circuito con los valores calculados queda como se muestra en la Figura 3.7:
Salida Canal R 8V 8V
R17
R21
R19
8V
8V
MC1458CP1 IC4B
Sat2 D6
Salida Canal L
R16
R18
8V MC1458CP1 IC3B R20
8V
Sat1 D5
Figura 3.7. Detector de saturación.
44
DIAGRAMA COMPLETO DEL RECEPTOR
Figura 3.8. Diagrama completo del Receptor.
DIAGRAMA DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN
U1
L1 LINE FILTER T1
SW3 ON/OFF
100nF
C21
D6
C22 100nF 12V 0.5A
C23 1nF
C24 2.2mF
C25 1uF
WO2M
AC INPUT 120V/60Hz
C27 10uF Nota: Todos los capacitores electroliticos son a 25V Todas los resistores son a 1/2 Watt C21 C22 y C23 a 250V
C28 1uF
IC6 LMC7660
COM
8V 8V
Figura 3.8. Diagrama completo del Receptor (Continuación).
CAPITULO 3 Pruebas y mediciones
En este capítulo se muestran los resultados obtenidos de las pruebas hechas en cada etapa que conforman tanto el transmisor como el receptor.
Transmisor Como se explicó en el capítulo 1, las señales de audio pueden provenir de muchas fuentes, de las cuales se utilizó un discman, ya que cuenta con una reproducción de sonido en formato estéreo y satisface las necesidades para dichas pruebas. Para realizar estas mediciones primero grabamos un CD con distintas frecuencias para el canal L, otras para el canal R en una misma pista de audio. Como estas señales van a ser filtradas de 20Hz a 15kHz, las pruebas que se hicieron fueron a frecuencias de 100Hz, 1kHz, 10kHz, para el canal L, en tanto que para el canal R se usaron frecuencias de 200Hz, 2kHz, 12kHz, además, las amplitudes para cada canal son diferentes con la finalidad de poder distinguirlas en la señal MPX de FM. Como primeras pruebas visualizamos las señales reproducidas por el discman para comprobar que las frecuencias de prueba son las deseadas además de demostrar que las frecuencias y amplitudes para cada canal son diferentes. Las señales obtenidas son las siguientes: Señales de entrada para el canal L y R. Para las siguientes pruebas tenemos 100Hz y 200Hz como frecuencias bajas (Figura 4).
Filtro L Discman (Sony) Mod. DNE241
Filtro R
Figura 4. Señal de entrada a 100Hz (CH1) y 200Hz (CH2).
47
CH1 FSV=100mV/div FSH=1.00ms/div CH2 FSV=100mV/div FSH=1.00ms/div
Valor medido Vpp=624mV f=104.3Hz Valor medido Vpp=772mV f=200.8Hz
Propusimos como frecuencia media, un canal con 1kHz y otro con 2kHz (Figura 4.1).
CH1 FSV=20.0mV/div FSH=100µs/div CH2 FSV=100mV/div FSH=100µs/div
Valor medido Vpp=127mV f=1.031kHz Valor medido Vpp=704mV f=2.026kHz
Figura 4.1. Señal de entrada a 1kHz (CH1) y 2kHz (CH2).
Elegimos como frecuencia alta un canal con 10kHz y otro con 12kHz (Figura 4.2).
CH1 FSV=20.0mV/div FSH=10.0µs/div CH2 FSV=20.0mV/div FSH=10.0µs/div
Valor medido Vpp=129mV f=12kHz Valor medido Vpp=71.2mV f=10.01kHz
Figura 4.2. Señal de entrada a 10kHz (CH2) y 12kHz (CH1).
48
Filtro PasaBanda (20Hz a 15kHz) y amplificador Las señales obtenidas del discman (L y R) son limitadas en frecuencia por el filtro pasa banda de 20Hz a 15kHz además de ser amplificadas. Las pruebas que se hicieron en esta etapa son para comprobar que los filtros tienen las características planteadas en el diseño tanto en ancho de banda como en ganancia. Amplificador 1 (Canal L)
Entrada L
R1
C1
R3
1uF
C3 390pF
XSC1 Ext T rig + _
XFG1�
B
A
+3V IC1A MC1458
+
_
+
_
Salida L 3V
Figura 4.3. Conexión para prueba del filtro pasa banda.
Para hacer el barrido de frecuencia nos auxiliamos de un generador de funciones. En el canal L se introdujo una señal senoidal con una amplitud constante, de tal manera que a la salida tuviéramos una amplitud máxima de 500mVrms, escogiendo este valor por las limitaciones de la fuente de voltaje y por tener un valor fácil de ajustar, ya que si lo aumentamos por ejemplo a 600mVrms de salida la señal puede recortarse. La Figura 4.4 muestra la amplitud máxima del amplificador 1.
49
CH2 FSV=200mV/div FSH=500µs/div
Valor medido Vpp=1.43V f=976.6Hz
Figura 4.4. Amplitud máxima del amplificador operacional (terminal 1 de MC1458).
Con la amplitud máxima de salida, podemos conocer tanto la frecuencia de corte superior como la inferior. Para determinar la frecuencia de corte inferior y superior, se divide la amplitud RMS entre , que equivale a una caída de 3 dB de la máxima ganancia (ecuación 4).
Vc
Vc
Vrms 2
Ec. 4
500 mVrms 353 . 5 Vrms 2
Para conocer la frecuencia de corte inferior y superior, comenzamos desde el valor de frecuencia mínima que entrega el generador y la incrementamos hasta encontrar la frecuencia de corte, obteniendo como resultado 19.35Hz (Figura 4.5).
CH2 FSV=200mV/div FSH=10.0ms/div
Valor medido Vpp=1.02V f=19.35Hz
Figura 4.5. Frecuencia inferior del amplificador operacional (terminal 1 de MC1458).
50
Seguimos aumentando la frecuencia hasta encontrar el mismo valor de voltaje lo que nos indica el valor de la frecuencia de corte superior teniendo como resultado 15.53kHz (Figura 4.6).
CH2 FSV=200mV/div FSH=25.0µs/div
Valor medido Vpp=1.02V f=15.53kHz
Figura 4.6. Frecuencia superior del amplificador operacional (terminal 1 de MC1458).
Para medir la ganancia del amplificador, posicionamos la frecuencia en 1kHz y con el osciloscopio medimos en el canal 1 la señal de entrada al amplificador (canal L) y con el canal 2 la señal de salida, obteniendo así una ganancia de 2.82 por medio de la ecuación 4.1, esto se muestra en la Figura 4.7.
CH1 FSV=100mV/div FSH=250µs/div CH2 FSV=500mV/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=672mV f=1.002kHz Valor medido Vpp=1.90V f=1.002kHz
Figura 4.7. Señal de salida del amplificador operacional con ganancia a 1kHz (terminal 1 de MC1458).
Ec. 4.1
51
Volvemos a medir la ganancia del amplificador (ecuación 4.1) pero ahora con una frecuencia de 10kHz, obteniendo una ganancia a esta frecuencia de 2.35V, esto se muestra en la Figura 4.8.
CH1 FSV=100mV/div FSH=25.0µs/div CH2 FSV=200mV/div FSH=25.0µs/div
Valor medido Vpp=544mV f=10.0074kHz Valor medido Vpp=1.28V f=9.993kHz
Figura 4.8. Señal de salida del amplificador operacional con ganancia a 10kHz (terminal 1 de MC1458).
Con los resultados obtenidos en esta prueba podemos decir que el filtro y el amplificador cumplen con las características obtenidas en el diseño del mismo.
Amplificador 2 (Canal R)
Entrada R
R2
C2
R4
1uF
C4 390pF
XSC2 Ext T rig + _
XFG2�
B
A
+3V IC1B MC1458
+
_
+
_
Salida R 3V
Figura 4.9. Conexión para prueba del filtro pasa banda.
Las pruebas y el procedimiento a este amplificador son las mismas que se realizaron para el amplificador 1. A continuación se muestran los resultados. 52
La Figura 4.10 muestra la amplitud máxima de salida del amplificador 2.
CH2 FSV=200mV/div FSH=500µs/div
Valor medido Vpp=1.44V f=1.023kHz
Figura 4.10. Amplitud máxima del amplificador operacional (terminal 7 de MC1458).
La frecuencia de corte inferior de 19.57Hz (Figura 4.11).
CH2 FSV=200mV/div FSH=10.0ms/div
Valor medido Vpp=1.02V f=19.57Hz
Figura 4.11. Frecuencia inferior del amplificador operacional (terminal 7 de MC1458).
53
La frecuencia de corte superior es de 15.7kHz (Figura 4.12).
CH2 FSV=200mV/div FSH=10.0µs/div
Valor medido Vpp=1.02V f=15.70kHz
Figura 4.12. Frecuencia superior del amplificador operacional (terminal 7 de MC1458).
La ganancia del amplificador (ecuación 4.1) a 1kHz es de 2.68 (Figura 4.13).
CH1 FSV=100mV/div FSH=250µs/div CH2 FSV=200mV/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=500mV f=1.000kHz Valor medido Vpp=1.34V f=1.000kHz
Figura 4.13. Señal de salida del amplificador operacional con ganancia a 1kHz (terminal 7 de MC1458).
54
La ganancia del amplificador (ecuación 4.1) ahora con una frecuencia de 10kHz es de 2.3 (Figura 4.14).
CH1 FSV=100mV/div FSH=25.0µs/div CH2 FSV=200mV/div FSH=25.0µs/div
Valor medido Vpp=500mV f=10.18kHz Valor medido Vpp=1.15V f=10.18kHz
Figura 4.14. Señal de salida del amplificador operacional con ganancia a 10kHz (terminal 7 de MC1458).
Así comprobamos que el canal 2 también cumple con las características propuestas en el diseño.
Ganancia a 1kHz Ganancia a 10kHz Frecuencia de corte inferior Frecuencia de corte superior
Valor Teórico Canal L Canal R 2.5 2.82 2.68 2.5 2.35 2.3 20Hz 19.35Hz 19.57Hz 15kHz 15.53kHz 15.7kHz
Tabla 4.1. Comparación de valores teóricos con los valores medidos prácticamente.
Codificador estéreo Las señales provenientes de los filtros son introducidas al BA1404G por las terminales 1 y 18 hacia el MPX, además, un cristal conectado externamente entre las terminales 5 y 6 crea la señal de 38kHz que funciona como subportadora, además de ser utilizada para crear una señal de 19kHz con ayuda de un divisor de frecuencia.
55
C13 10nF
C12 22uF Señal de salida del filtro pasabanda Canal L
+3V
R7 50%
R5
C5 10uF
C14 10uF R8
C7 1nF
Señal multiplex de FM estéreo C15 220pF
R9
IC2 BA1404
C6 10uF Señal de salida del filtro pasabanda Canal R
R6 C8 1nF
C9 10uF
C10 1nF XTAL1 38kHz
C11 10pF
Figura 4.15. Codificador estéreo con filtros de entrada.
Las siguientes imágenes muestran las señales de 38kHz y 19kHz respectivamente:
CH1 FSV=200mV/div FSH=5.00µs/div
Valor medido Vpp=992mV f=37.97kHz
Figura 4.16. Señal del cristal de 38kHz (terminal 5 de BA1404).
56
CH1 FSV=100mV/div FSH=10.0µs/div
Valor medido Vpp=620mV f=19.00kHz
. Figura 4.17. Señal piloto de 19kHz (terminal 13 de BA1404).
La salida de dicho MPX la encontramos en la terminal 14 del circuito integrado BA1404, cabe mencionar que en el apéndice se explicó la generación de la señal multiplex, por lo tanto los resultados de la medición en dicha terminal son las siguientes figuras:
CH2 FSV=100mV/div
Valor medido Vpp=420mV
Figura 4.18. Señal MPX.
Como se puede observar en la Figura 4.18 la señal obtenida de MPX está compuesta por dos canales (L y R), además se visualiza el muestreo de las señales de audio.
57
CH2 FSV=100mV/div
Valor medido Vpp=428mV
Figura 4.19. Señal MPX.
En el caso de la Figura 4.19, se presenta de igual manera la señal MPX pero ahora canales. Como se puede apreciar de las Figuras 4.19 a 4.24, ambos canales son diferentes tanto en amplitud como en frecuencia. La salida obtenida del MPX presenta dos señales de amplitud y frecuencia distintas (Figura 4.20).
CH2 FSV=100mV/div
Valor medido Vpp=504mV
Figura 4.20. Señal MPX con un canal de amplitud y frecuencia alta, mientras que el otro canal presenta amplitud y frecuencia baja.
58
La Figura 4.21 muestra otra salida del MPX para dos señales de frecuencias bajas y diferentes amplitudes.
CH2 FSV=100mV/div
Valor medido Vpp=556mV
Figura 4.21. Señal MPX, canales con frecuencias bajas y diferentes amplitudes.
A continuación se muestra (Figura 4.22) la salida del MPX para señales diferentes tanto en frecuencia como en amplitud.
CH2 FSV=100mV/div
Valor medido Vpp=468mV
Figura 4.22. Señal MPX con canales diferentes tanto en frecuencia como en amplitud.
La salida del MPX con dos señales de frecuencias y amplitudes diferentes se muestra en la Figura 4.23.
59
CH2 FSV=50.0mV/div
Valor medido Vpp=336mV
Figura 4.23. Señal MPX, ambos canales con frecuencia de 15kHz y diferente amplitud.
Una salida más del MPX muestra dos señales diferentes tanto en frecuencia como en amplitud (Figura 4.24).
CH2 FSV=50.0mV/div
Valor medido Vpp=352mV
Figura 4.24. Señal MPX con canales diferentes tanto en frecuencia como en amplitud.
La Figura 4.25 también es una señal MPX, en ella se puede observar que un canal está propósito de tener una mejor vista de los dos canales.
60
CH2 FSV=50.0mV/div
Valor medido Vpp=336mV
Figura 4.25. Señal MPX mostrando un canal apagado.
Para tener la señal completa para la transmisión de FM estéreo debemos sumar la señal obtenida del MPX con la señal piloto de 19kHz y estar lista para la siguiente etapa.
Filtro PasaBajos (53kHz y G=4) La razón por la que el filtro corta en 53kHz se puede observar en el espectro en frecuencia (Figura 5.3). En esta etapa estamos utilizando un circuito integrado LM741, la manera en que medimos la salida de dicho amplificador operacional fue posicionando el canal 2 del osciloscopio en la salida del LM741 mientras que el canal 1 lo colocamos en la entrada junto con la señal del generador de funciones. Después, introducimos una señal de 1kHz con una amplitud de 1Vpp a la entrada visualizada en el canal 1 y medimos la señal de salida con el canal 2 para poder medir la ganancia del circuito (ecuación 4.1). Teniendo así una ganancia de 4.28.
61
XSC1 Ext T rig + _ B
A +
_
+
_
XFG1� R11
R12
Señal de entrada
+9V IC3 LM741 R10
Señal de Salida C16 820pF 9V
Figura 4.26. Conexión para prueba del filtro pasa bajos.
En la Figura 4.27 se muestra la ganancia medida a 1kHz.
CH1 FSV=200mV/div FSH=250µs/div CH2 FSV=1.00V/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=1.00V f=1.002kHz Valor medido Vpp=4.20V f=1.002kHz
Figura 4.27. Ganancia del filtro pasabajos a 1kHz.
62
Repetimos el mismo procedimiento, pero ahora con una frecuencia de 20kHz mostrada en la Figura 4.28, por lo tanto el filtro presenta una ganancia de 3.99 (ecuación 4.1).
CH1 FSV=200mV/div FSH=10.0µs/div CH2 FSV=500mV/div FSH=10.0µs/div
Valor medido Vpp=992mV f=19.83kHz Valor medido Vpp=3.96V f=19.83kHz
Figura 4.28. Ganancia de filtro pasabajos a 20kHz.
Para conocer la frecuencia de corte del filtro pasa bajos se realizó el mismo procedimiento ya antes descrito, con la particularidad de que éste filtro sólo tiene una frecuencia de corte. Por lo tanto, la frecuencia de corte obtenida fue de 55.56kHz (Figura 4.29).
CH2 FSV=500mV/div FSH=10.0µs/div
Valor medido Vpp=2.10V f=55.56kHz
Figura 4.29. Frecuencia de corte filtro pasabajos.
63
Valor teórico 4 4 53kHz
Ganancia a 1kHz Ganancia a 10kHz Frecuencia de corte
Valor medido 4.28 3.99 55.5kHz
Tabla 4.2. Comparación de los valores teóricos con los valores reales.
Oscilador y modulador Las pruebas que se hicieron en esta etapa son para comprobar que el oscilador está resonando en 96MHz. En el capítulo 1 se calculó el valor de las bobinas L1 (RFC) y L2, con respecto a la bobina de choque se tiene un valor de 90µH por lo tanto se utilizó una bobina comercial con valor de 100µH, mientras que la bobina L2 tiene un valor teórico de 183.23nH, construyéndose dicha bobina con un alambre magneto # 24 en un Ø de 3mm y 5 vueltas y media. Posteriormente se tomó la lectura de la bobina en el medidor de inductancias (QMETER) HP modelo 4342A dando como resultado 182nH. El circuito de la Figura 4.30 muestra la conexión utilizada para medir la salida del oscilador, para ello posicionamos la punta del canal 1 en el colector del transistor, y ajustamos con el capacitor C20 hasta obtener la frecuencia de resonancia deseada. XSC1 +9V C18 10pF C17 1nF
R14 T1 2N2222A
R13
C20 L2 30pF 180nH Key=A Key=A 50% 50%
Ext T rig + _ B
A +
_
+
_
C19 10pF
L1 90uH R15
Figura 4.30. Conexión para prueba del oscilador.
64
De esta manera, la señal de salida obtenida se muestra en la Figura 4.31.
CH1 FSV=500mV/div FSH=2.00ns/div
Valor medido Vpp=2.78V f=96.19MHz
Figura 4.31. Señal de radio frecuencia.
65
Receptor Ahora mostramos en orden, de acuerdo al diagrama a bloques los resultados obtenidos en las etapas del receptor.
BPF
Figura 4.32. BPF.
La primera etapa es un filtro pasa banda (BPF) diseñado para la banda de FM comercial, por lo que las pruebas hechas en esta etapa son para demostrar su respuesta en estas frecuencias. Para realizar las pruebas, el BPF se conecto una señal de 1Vpp obtenida de un generador de funciones para poder hacer un barrido en frecuencia, cabe mencionar que la amplitud fue escogida para facilitar las mediciones en el osciloscopio. En la figura 4.33 se muestra la frecuencia de corte inferior tomando en cuenta una caída de 3dB en la señal ya que no contamos con datos de fabricante y por lo tanto no sabemos las consideraciones para su diseño, por lo que la amplitud de la señal en la frecuencia de corte (ecuación 4) es de 0.707Vm.
66
CH1 FSV=100mV/div FSH=2.00ns/div
Valor medido Vpp=708mV f=81.47MHz
Figura 4.33. Frecuencia de corte inferior BPF.
Ahora mostramos la frecuencia de corte superior del BPF (Figura 4.34).
CH1 FSV=100mV/div FSH=2.00ns/div
Valor medido Vpp=704mV f=94.85MHz
Figura 4.34 Frecuencia de corte superior BPF.
Podemos observar que el ancho de banda no abarca hasta los 108MHz de las frecuencias comerciales en México por lo que hicimos la medición a esta frecuencia para observar la respuesta (figura 4.35).
67
CH1 FSV=100mV/div FSH=1.00ns/div
Valor medido Vpp=514mV f=108.3MHz
Figura 4.35. Respuesta del BPF a 108MHz.
Con este resultado podemos decir que es aceptable utilizar este filtro para la recepción de la señal, pues la amplitud es aceptable a pesar de la atenuación.
Sintonizador y Demodulador
Figura 4.36. Diagrama del Sintonizador y Demodulador.
68
En esta parte se hicieron las mediciones solo en las etapas en las que el circuito integrado nos permite tener acceso. Una parte importante es el filtro de 10.7MHz el cual se encarga de filtrar la señal de frecuencia intermedia con un ancho de banda muy angosto. Para esta medición obtuvimos una señal de 1Vpp con una frecuencia de 10.7MHz (figura 4.37) ya que esta es la frecuencia de resonancia del circuito, después se hizo un barrido en frecuencia para encontrar la frecuencia de corte superior e inferior mostradas en las figuras 4.38 y 4.39.
CH1 FSV=200mV/div FSH=10.0ns/div
Valor medido Vpp=1.01V f=10.69MHz
Figura 4.37. Frecuencia Intermedia.
CH1 FSV=100mV/div FSH=10.0ns/div
Valor medido Vpp=706mV f=10.59MHz
Figura 4.38. Frecuencia de corte inferior del filtro de 10.7MHz.
69
CH1 FSV=100mV/div FSH=10.0ns/div
Valor medido Vpp=712mV f=10.81MHz
Figura 4.39. Frecuencia de corte superior del filtro de 10.7MHz.
Con estas mediciones pudimos conocer el ancho de banda del filtro que es de 220kHz. Otra prueba realizada es la del resonador de cuadratura que como se puede ver en el diagrama son componentes externos. En la figura 4.40 podemos ver la frecuencia de resonancia del circuito.
CH1 FSV=500mV/div FSH=10.0ns/div
Valor medido Vpp=2.96V f=10.73MHz
Figura 4.40. Frecuencia de resonancia del resonador de cuadratura.
70
También se midió el ancho de banda del circuito obteniendo como resultado 430kHz, esto se puede observar en la figura 4.41 y 4.42.
CH1 FSV=500mV/div FSH=25.0ns/div
Valor medido Vpp=2.08V f=10.57MHz
Figura 4.41. Frecuencia de corte inferior.
CH1 FSV=500mV/div FSH=25.0ns/div
Valor medido Vpp=2.12V f=11.00MHz
Figura 4.42. Frecuencia de corte superior.
Otra señal que se puede obtener del circuito integrado es la salida del detector (Figuras 4.43 y 4.44). Para hacer esta medición primero obtuvimos una señal de FM de un generador de funciones con una señal moduladora de 1kHz y de 10kHz y fue introducida hacia el integrado por medio de la antena. La intención de esta prueba es observar la calidad del receptor en lo referente a lo obtención de la señal transmitida.
71
CH1 FSV=50.0mV/div FSH=400µs/div
Valor medido Vpp=225mV f=1.005kHz
Figura 4.43. Señal de 1kHz obtenida por el detector.
CH1 FSV=50.0mV/div FSH=40.0µs/div
Valor medido Vpp=221mV f=9.952kHz
Figura 4.44. Señal de 10kHz obtenida por el detector.
Como podemos ver, la reproducción de la señal senoidal es muy buena además de que no hay cambio en la frecuencia de ésta.
72
Decodificador estéreo
C13
47nF C9
R5
C14
220nF 470nF
R6 R7
C15 470pF
C12 220nF MC1309
IC1
Key=A 8V
R4
50%
R2
C10 22nF
R3
C11 22nF
C8 2.2uF
Stereo D4
8V
Del Detector Figura 4.45. Diagrama del decodificador estéreo.
Esta es la etapa que se encarga de separar o decodificar los canales L y R de audio. Para la realización de estas pruebas nos auxiliamos de un generador de funciones y del codificador estéreo del transmisor para generar la señal multiplex de FM estéreo y posteriormente decodificarla con el MC1309. Para dichas mediciones se eligió el tono de prueba para audio de 1kHz.
CH3 FSH=250µs/div
Valor medido f=1.003kHz
Figura 4.46. Señal de entrada de 1kHz.
73
CH1 FSV=20.0mV/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=84.0mV f=1.000kHz
Figura 4.47. Señal decodificada de 1kHz.
En el siguiente oscilograma se pueden observar las mismas señales y adicionalmente se muestra la señal MPX de FM estéreo.
CH2 FSH=250µs/div CH3 FSH=250µs/div
Valor medido f=1.000kHz Valor medido f=994.0Hz
Figura 4.48. Señal de entrada, codificada y decodificada de 1kHz.
74
Filtro PasaBajos de salida (20kHz y G=16)
Amplificador 1 (Canal L)
Figura 4.49. Amplificador canal L.
La manera en que medimos la salida de dicho amplificador operacional fue posicionando el canal 2 del osciloscopio en la salida del MC1458 mientras que el canal 1 lo colocamos en la entrada junto con la señal del generador de funciones (Figura 4.50).
Figura 4.50. Conexión para prueba del filtro pasa bajos.
75
Se introdujo una señal senoidal, después se vario la amplitud con la intención de observar en que valor la señal de salida comienza a recortarse, la amplitud máxima si recortar la señal es de de 10Vpp. La Figura 4.51 muestra la amplitud máxima del amplificador 1.
CH2 FSV=2.00V/div FSH=100µs/div
Valor medido Vpp=10.0V f=1.070kHz
Figura 4.51. Amplitud máxima.
Después, introducimos una señal de 1kHz con una amplitud de 640mVpp a la entrada ya que con este valor tenemos la amplitud máxima de salida permitida por el amplificador visualizada en el canal 1 y medimos la señal de salida con el canal 2 para poder medir la ganancia del circuito (ecuación 4.1). Teniendo así una ganancia de 15.93 (Figura 4.52).
CH1 FSV=100mV/div FSH=250µs/div CH2 FSV=2.00V/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=640mV f=1.001kHz Valor medido Vpp=10.2V f=1.001kHz
Figura 4.52. Ganancia a 1KHz.
76
Repetimos el mismo procedimiento, pero ahora con una frecuencia de 10kHz mostrada en la Figura 4.53, por lo tanto el filtro presenta una ganancia de 13.87 (ecuación 4.1).
CH1 FSV=100mV/div FSH=25.0µs/div CH2 FSV=2.00V/div FSH=25.0µs/div
Valor medido Vpp=640mV f=10.04kHz Valor medido Vpp=8.88V f=10.04kHz
Figura 4.53. Ganancia a 10KHz.
Para conocer la frecuencia de corte del filtro pasa bajos se realizó el mismo procedimiento ya antes descrito en la parte de los filtros del transmisor. Por lo tanto, la frecuencia de corte obtenida fue de 18.88kHz (Figura 4.54).
CH2 FSV=1.00V/div FSH=10.0µs/div
Valor medido Vpp=7.04V f=18.88kHz
Figura 4.54. Frecuencia de corte.
Ganancia a 1kHz Ganancia a 10kHz Frecuencia de corte
Valor teórico 16 16 20kHz
Valor medido 15.93 13.87 18.88kHz
Tabla 4.3. Comparación de los valores teóricos con los valores prácticos.
77
Amplificador 2 (Canal R) De forma análoga al amplificador 1, introducimos una señal de 1kHz con una amplitud de 500mVpp (Figura 4.56).
Figura 4.55. Amplificador canal R.
Figura 4.56. Conexión para prueba del filtro pasa bajos.
78
En la Figura 4.57 se muestra la ganancia medida a 1kHz (ecuación 4.1).
CH1 FSV=200mV/div FSH=250µs/div CH2 FSV=2.00V/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=528mV f=999.0Hz Valor medido Vpp=8.56V f=999.0kHz
Figura 4.57. Ganancia a 1KHz.
Repetimos el mismo procedimiento con una frecuencia de 10kHz (Figura 4.58), por lo tanto el filtro presenta una ganancia de 14.09 (ecuación 4.1).
CH1 FSV=100mV/div FSH=25.0µs/div CH2 FSV=1.00V/div FSH=25.0µs/div
Valor medido Vpp=528mV f=10.48kHz Valor medido Vpp=7.44V f=10.48kHz
Figura 4.58. Ganancia a 10KHz.
79
Por lo tanto, la frecuencia de corte obtenida fue de 19.01kHz (Figura 4.59).
CH2 FSV=1.00V/div FSH=10.0µs/div
Valor medido Vpp=7.44V f=10.48kHz
Figura 4.59. Frecuencia de corte.
Ganancia a 1kHz Ganancia a 10kHz Frecuencia de corte
Valor teórico 16 16 20kHz
Valor medido 16.21 14.09 19.01kHz
Tabla 4.4. Comparación de los valores teóricos con los valores prácticos.
Detector de saturación Recordando que la etapa del detector de saturación tiene como función indicar por medio de un led cuando la amplitud de la señal de salida está cercana a la amplitud máxima permitida, con el fin de evitar distorsiones en ésta. Como se tiene un detector para cada canal, procedemos haciendo mediciones en el canal L. Canal L
Figura 4.60. Conexión para prueba del detector de saturación.
80
Con ayuda del generador de funciones, introducimos una señal de 1kHz al filtro pasa bajos de salida (etapa anterior), midiendo a su salida la amplitud máxima (canal 2 del osciloscopio), la cual es la entrada no inversora al detector de saturación, donde se obtiene una amplitud máxima de 10.4Vpp (Figura 4.61). Después seguimos incrementando la amplitud y se observó que la señal comienza a recortar en el ciclo negativo (Figura 4.62) aproximadamente en 10.9Vpp.
CH3 FSV=2.00V/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=10.4V f=1.029kHz
Figura 4.61. Amplitud máxima.
CH3 FSV=2.00V/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=10.9V f=1.031kHz
. Figura 4.62. Señal recortada.
Finalmente se mide la salida del detector de saturación (led) con el canal 1 del osciloscopio (Figura 4.63). Como se puede observar, la señal es cuadrada debido a que cada vez que la señal aplicada en la entrada no inversora del amplificador operacional es 81
mayor al voltaje de referencia (Figura 4.64), la salida del operacional se encuentra en un nivel alto y cada vez que el voltaje de la señal está por debajo del voltaje de referencia, el amplificador operacional presenta un nivel bajo a su salida.
CH3 FSV=2.00V/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=10.8V f=1.033kHz
Figura 4.63. Señal del detector.
Figura 4.64. Voltaje de referencia canal L.
Canal R Las mediciones son análogas a las del canal L.
Figura 4.65. Conexión para prueba del detector de saturación.
82
Se obtiene una amplitud máxima de 10.7Vpp (Figura 4.66), y la señal comienza a recortar en el ciclo negativo a partir de 11.4Vpp aproximadamente (Figura 4.67).
CH3 FSV=2.00V/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=10.7V f=1.031kHz
Figura 4.66. Amplitud máxima.
CH3 FSV=2.00V/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=11.4V f=1.029kHz
Figura 4.67. Señal recortada.
83
Finalmente se mide la salida del detector de saturación (Figura 4.68).
CH3 FSV=2.00V/div FSH=250µs/div
Valor medido Vpp=10.9V f=1.031kHz
Figura 4.68. Señal del detector.
Figura 4.69. Voltaje de referencia canal R.
84
CONCLUSIONES
Con base en los resultados obtenidos en este proyecto de forma experimental, podemos concluir que el objetivo particular propuesto es cumplido, ya que la comunicación entre la consola de audio y el ecualizador se realizó satisfactoriamente. A pesar de que la separación de los canales de audio no se realiza al 100%, no afecta a la aplicación final, ya que en un evento, el usuario no lo percibe. Además, la separación del sistema en dos partes fue una muy buena solución para el problema existente con el cableado, con lo que cumplimos el objetivo general, ya que al eliminar el cableado entre la consola y el ecualizador, podemos ubicar los amplificadores muy cerca de los altavoces y así acortar la longitud de los cables entre ellos. Otra ventaja es que el sistema de sonido completo tiene mucha flexibilidad, pues ahora existen varias opciones para colocar el equipo. Al realizar la prueba de audio, la calidad es bastante buena a pesar de los filtros de entrada del transmisor que limitan en frecuencia la señal enviada, por otro lado la amplitud de la señal de salida del receptor es suficiente para ser procesado por el ecualizador sin ningún problema, sin tener que llegar al punto de saturación de los amplificadores de salida. Los clientes y sus invitados no mostraron desagrado o molestia con respecto a la reproducción de la música. También podemos indicar que el transmisor es estable en su frecuencia portadora, lo que evita que el usuario tenga que estar corrigiendo la sintonía del receptor. El indicador de saturación es de gran utilidad para el operador pues sin éste, nunca se daría cuenta del recorte de la señal por saturación del amplificador de salida del receptor; además que al ser óptico, es fácil darse cuenta cuando se activa.
85
GLOSARIO
D.J. La persona que pone la música en un club o sitios similares. Pitch. Velocidad del disco en reproducción. Loop. Parte corta de una grabación de música o sonidos que se repite electrónicamente sin escuchar cortes. L. (Left) izquierdo. R. (Right) derecho. Jack. Tipo de conector eléctrico que encaja en un zócalo con un hoyo (plug).
86
BIBLIOGRAFIA
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enero 2010
http://www.profesores.frc.utn.edu.ar/electronica/ElectronicaAplicadaIII/Aplicada/Cap07FM Transmisores.pdf febrero 2010 http://www.profesores.frc.utn.edu.ar/electronica/ElectronicaAplicadaIII/Aplicada/Cap10Tra nsmisores.pdf abril 2010 87
APENDICE A
Modulación de FM Estéreo
Modular una señal consiste en modificar alguna de las características de esa señal, llamada portadora de alta frecuencia, de acuerdo con las características de otra señal llamada moduladora de baja frecuencia en comparación con la frecuencia de la portadora. El objetivo de la modulación es que la señal portadora transporte a la señal modulante largas distancias hasta llegar al receptor deseado. La modulación en frecuencia (FM) es el proceso de combinar una señal de AF (Audio Frecuencia) con otra de RF (Radio Frecuencia) en el rango de frecuencias entre 88MHz y 108MHz, tal que la amplitud de la AF varíe la frecuencia de la RF. En la figura 5, se muestran las señales de portadora, modulante y modulada respectivamente.
Figura 5. Señal de portadora de RF, señal de modulación y señal modulada
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Si la señal de modulación varía en frecuencia, no tiene efecto en las excursiones máxima y mínima de la frecuencia de portadora, sino que solo determina la rapidez o lentitud con que ocurren las variaciones en la frecuencia. Es decir, que una frecuencia más baja de modulación provoca que ocurran variaciones a una tasa más lenta, y una frecuencia más alta de modulación hace que ocurran a una tasa más rápida. Sin embargo, las variaciones en amplitud de la señal de modulación si afectan las excursiones máxima y mínima de la frecuencia portadora. Una señal de mayor amplitud provoca un mayor cambio en la frecuencia y una señal más pequeña provoca un cambio menor en la frecuencia. Las primeras transmisiones en FM se hicieron en un formato monoaural, de igual forma los receptores estaban diseñados para reproducir el audio en este formato. Desde hace mucho tiempo las grabaciones de audio comenzaron a realizarse en formato estéreo y con ellas la necesidad de transmitirlas, lo cual no era tan sencillo como en el formato monoaural ya que se deben transmitir por separado las señales L y R, mismas que se procesan en el receptor para luego escucharlas tal y como se originaron. Se necesitaba crear un sistema para transmitir audio en formato estéreo pero que fuera compatible con los receptores existentes que hacían la recepción en formato monoaural, después de varios diseños e intentos de desarrollar un sistema sencillo que fuera compatible con los circuitos del receptor, se llegó a la perfección del sistema "MULTIPLEX ESTEREO DE FM", el cual fue aprobado el 19 de abril de 1961 por la FCC, y mediante el cual se puede transmitir el sonido en estéreo en una sola onda portadora en frecuencia modulada. Una de las ventajas del multiplexado estéreo de FM es que la reproducción del sonido es tan buena en los receptores estereofónicos como en los de FM monoaural.
Generación de la señal multiplex estéreo de FM La siguiente explicación está basada en el diagrama interno del circuito integrado BA1404 que se utilizó para ésta aplicación (figura 2.6). Las señales que se van a transmitir con éste formato son las correspondientes a dos canales de audio llamadas canal izquierdo (L) y canal derecho (R), las cuales serán procesadas por el circuito integrado BA1404. Las señales L y R son aplicadas a las terminales 18 y 1 respectivamente. En la etapa MPX (figura 5.1), se generan 2 nuevas señales correspondientes a la suma instantánea de los dos canales L+R y la diferencia instantáneas de estas LR. Se crean estas señales para que en el receptor se puedan hacer las siguientes operaciones: (L+R)+(LR)=2L y (L+R)(LR)=2R y así recuperar las señales originales.
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38KHz
L
Resta
L‐R
Modulador balanceado
½
19KHz
MPX OUT
SEÑAL COMPUESTA
Modulador FM
MPX
R
Suma
L+R
Figura 5.1. Forma de modulación estéreo con sección MPX del BA1404.
Un cristal de cuarzo de 38kHz que se encuentra entre las terminales 5 y 6 del BA1404 genera una señal que se conoce como subportadora, la cual se aplica internamente a un divisor de frecuencia generando así la frecuencia piloto de 19kHz, obtenida en la terminal 13. La señal LR es usada para modular en amplitud a una subportadora de 38kHz por medio de un modulador balanceado la cual produce como consecuencia bandas laterales de frecuencias superiores e inferiores a los 38kHz; lo que permite que después de la modulación se pueda suprimir la frecuencia sub portadora central, con el fin de ahorrar espacio en la onda portadora principal que se transmitirá. Una vez obtenida esta señal dentro del MPX se suma con la señal L+R y con una señal piloto de 19kHz que en el receptor servirá para recuperar la señal de 38kHz que fue eliminada. A la señal obtenida se conoce como señal multiplex de FM estéreo y es la que se utiliza para modular en frecuencia a la portadora principal. En la figura 5.2, se muestran las principales componentes de señal en un sistema multiplex estéreo de FM.
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Figura 5.2. Sistema Multiplex Estéreo de FM
Las señales L y R siendo de audiofrecuencia tienen un ancho de banda limitado, ya que abarca de 0 á 15kHz. Las frecuencias superiores a 15kHz se eliminan con la ayuda de filtros. Por lo mismo, la señal L+R que se transfiere a la portadora de FM tiene un ancho de banda de únicamente 15kHz. De las 2 bandas laterales que resultan de la modulación de la sub portadora por la señal LR, la inferior se ubica de 23 á 38kHz y la superior de 38 á 53kHz, entonces la señal L+R queda separada por 8kHz de la banda lateral inferior que contiene la señal L R y en medio de estas se ubica la señal piloto de 19kHz, gracias a esta distribución se pueden distinguir y separar la información fácilmente en el detector del receptor. En la figura 5.3, se muestra el espectro en frecuencia de la señal compuesta de FM estéreo.
L + R
L ‐ R 15kHz 19kHz 23kHz
L ‐ R f 38kHz
53kHz
Figura 5.3. Espectro en frecuencia de la señal compuesta de FM estéreo.
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Amplificador clase C El circuito clave en los transmisores de AM y FM es el amplificador clase C, se usa como amplificación de potencia en elementos como excitadores, multiplicadores de frecuencia y amplificadores finales. Un amplificador clase C se polariza de modo que conduce menos de 180°de la señal de entrada. Suele tener un ángulo de conducción de 90° a 150° lo cual significa que la corriente fluye a través de él en pulsos cortos. La figura 5.4 describe como polarizar un amplificador clase C, la base del transmisor se conecta a tierra a través de un resistor. No se implica ningún voltaje de polarización externo, si no que a la base se le aplica en forma directa la señal de RF a amplificar. El transistor conducirá en los semiciclos positivos de la señal de entrada y queda en corte en los semiciclos negativos. Recordemos que la unión baseemisor de un transmisor bipolar tiene un umbral de voltaje directo de casi 0.7V, debido a esto el transistor cuenta con una polarización inherente. Cuando se aplica la señal de entrada, la corriente del colector no fluye hasta que la base sea positiva en 0.7V. El resultado es que la corriente del colector circula en pulsos positivos en menos de 180° del total de señal moduladora. Esto se ilustra en la figura 5.5. En muchas etapas de excitación y multiplicación de potencia baja no se requiere otra disposición especial de polarización más que el voltaje inherente de la unión baseemisor. El resistor entre la base y tierra solo proporciona una carga para el circuito oscilador.
Figura 5.4. Polarización básica de un amplificador clase C.
Figura 5.5. Ángulos de conducción de un amplificador clase C.
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Todos los amplificadores clase C tienen alguna forma de circuito sintonizado conectado en el colector como se muestra en la figura 5.6. La finalidad principal de este circuito sintonizado es formar la salida de onda sinodal de CA completa. Un circuito sintonizado paralelo oscilará a su frecuencia resonante siempre que reciba un pulso de CC. El pulso cargará al capacitor, el que a su vez, se descargará en el inductor. El campo magnético en el inductor se incrementará y después se colapsará, produciendo la inducción de voltaje, este voltaje recarga al capacitor en dirección opuesta. Este intercambio de energía entre inductor y capacitor se llama el efecto de volante y produce una senoidal a la frecuencia resonante. Si el circuito resonante recibe un pulso de corriente cada ciclo, el voltaje en el circuito sintonizado será una onda senoidal de amplitud constante a la frecuencia resonante. El circuito sintonizado también tiene la finalidad de eliminar las armónicas no deseadas. Una señal no senoidal, como una cuadrada o los pulsos cortos se componen de armónicas de varios ordenes. En un transmisor las señales serán radiadas a estas frecuencias armónicas así como la fundamental, lo que puede ocasionar interferencia fuera de banda.
Figura 5.6. Amplificador clase C con circuito sintonizado en colector.
Receptor de FM El receptor de FM es el que se encarga de recuperar la señal de información proveniente del transmisor por medio de la demodulación.
Etapa de sintonía La primera etapa del receptor es la de sintonía, es aquella mediante la cual se selecciona la frecuencia de la portadora de la emisora que se desea recibir. La selección de frecuencias se puede conseguir con un circuito LC como el localizado en el pin 15 del integrado. 93
Amplificador de radiofrecuencia Una vez que ha sido sintonizada la frecuencia deseada necesitamos un circuito capaz de hacer que la señal recibida alcance un nivel suficientemente alto para ser tratada. Un amplificador de radiofrecuencia debe de satisfacer dos aspectos, la amplificación y la selectividad. Esta etapa se encuentra dentro del circuito integrado de tal forma que no podemos tener acceso a él por las características que este requiere.
Oscilador local El oscilador local es un circuito que genera una señal de frecuencia variable. La frecuencia del oscilador local debe ser tal que al restársela a la frecuencia de la señal portadora sintonizada nos de cómo resultado la frecuencia intermedia para FM, la cual es de 10.7MHz. La obtención de esta frecuencia en el oscilador local se hace uniendo los capacitores variables de la etapa de sintonía y del oscilador local, con lo cual al hacer girar uno también gira el otro, variando las dos frecuencias a la misma vez. El oscilador es conectado en el pin 13 del integrado, y la señal de frecuencia intermedia la tenemos en el pin 3 que a la vez es la salida de la etapa del mezclador.
Mezclador El mezclador es el encargado de restar la frecuencia sintonizada con la frecuencia del oscilador local para obtener la frecuencia intermedia. En diagrama a bloques del integrado se puede ver como se conectan las señales provenientes del amplificador de RF y del oscilador, teniendo acceso a la señal de FI que antes de entrar al amplificador de FI es pasada por un circuito resonante con frecuencia de resonancia de 10.7MHz.
Amplificador de F.I. El amplificador de frecuencia intermedia es un amplificador selectivo de radiofrecuencia, cuya finalidad es la de proporcionar una ganancia lo mayor posible para señales de FI moduladas. La frecuencia portadora modulada tiene un ancho de banda de 53kHz, por lo cual el amplificador de frecuencia intermedia ha de dejar pasar también las frecuencias correspondientes a dicho ancho de banda, ya que si no fuera así nos encontraríamos con una señal portadora amplificada con pérdida en la información. 94
La entrada a este amplificador la tenemos en el pin 8 y la señal proviene del circuito resonante. Demodulador El demodulador también es conocido como detector o discriminador, es un circuito cuyo voltaje de salida es proporcional a la diferencia entre una frecuencia de referencia y la frecuencia de una señal de entrada. Existen diferentes circuitos para realizar la demodulación entre los que se encuentran: Detector de pendiente Discriminador de FosterSeeley Detector de relación Demodulador de PLL Detector de cuadratura. El detector utilizado es de cuadratura que a diferencia de los otros no hace la conversión a AM y es más económico que usar un PLL y esta es la última etapa de nuestro circuito integrado, la señal de información que se desea recuperar la tenemos en el pin 11, que es la salida del detector.
Detector de Cuadratura o Coincidencia Muchos de los sistemas modernos de FM utilizan circuito integrado como parte integrante en su fabricación. El circuito discriminador de FM más utilizado en circuito integrado es el detector en cuadratura. Es un circuito que se encarga de dividir la señal de FI en dos partes, una parte pasa a través de una red con corrimiento de fase de 90° mas alguna constante por la desviación de FI respecto a la frecuencia central, multiplica juntas las componentes desplazadas y no desplazadas y selecciona la porción de frecuencia de audio del espectro multiplicador de salida (Figura 5.7).
Figura 5.7. Detector de cuadratura simbólico
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Matemáticamente se describe así. 0:
0
Ec. 5
Las entradas al multiplicador son: 0
Ec. 5.1
y 0
Ec. 5.2
Donde se observa el corrimiento de 90°, la desviación en frecuencia y una constante propia del desfasamiento. Al multiplicarse tenemos: Ec. 5.3
Usando la siguiente propiedad:
sen ( x ) cos( y )
sen ( x y ) sen ( x y ) 2
Ec. 5.4
Podemos resolver la multiplicación: 2 0
Ec. 5.5
Reduciendo tenemos: 2 0
Ec. 5.6
Generando así una señal que depende solo de la variación de frecuencia de la frecuencia intermedia:
V 02 2
sen ( K
) Ec. 5.7
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Y sirve para reproducir la forma de onda de la moduladora.
La multiplicación analógica era muy difícil de conseguir con válvulas de vacío. Los detectores de cuadratura de estado sólido evolucionaron sustituyendo el multiplicador analógico por una compuerta digital AND. Se trata de un circuito que produce una salida solo si ambas entradas son positivas por lo que se le puede denominar un circuito de coincidencia porque produce una salida cuando hay señales coincidentes en ambas entradas. En el detector de coincidencia, la señal de frecuencia intermedia se limita severamente hasta crear una señal cuadrada, esta se divide en 2 una va directamente a la entrada de la compuerta y la otra al desplazador de fase y en seguida a la compuerta. Como el desplazador de fase contiene un circuito resonante con alto Q, la componente desplazada en fase será una sinodal con la frecuencia de resonancia. Cuando la onda cuadrada y la sinodal son positivas la salida de la compuerta AND será positiva. Cuando una o ambas son negativas la salida será cero.
Figura 5.8. Detector de cuadratura con compuerta AND
La salida de la compuerta AND es un tren de pulsos cuya longitud es proporcional a la diferencia de fase entre las ondas sinodal y cuadrada. Cuando están en fase la longitud es la mitad del periodo de frecuencia intermedia y cuando están desfasados 180° no hay salida. La salida de la compuerta alimenta a un circuito RC, el voltaje de salida de este es proporcional al valor promedio del tren de pulsos de entrada y por lo tanto a la desviación en frecuencia de la señal de entrada. De esta manera, el integrador reproduce la forma de onda modulante (figura 5.8). Debemos recordar que la señal transmitida fue obtenida de un codificador estéreo por lo que aquí no termina el proceso, ya que debemos realizar la separación de los canales por medio de un proceso inverso, es decir, debemos utilizar un decodificador estéreo. 97
Demodulación de FM estéreo Esta etapa utiliza la información de la señal multiplex de FM estéreo para recuperar la información de los dos canales de audio, ésta señal se descompone en sus partes individuales mediante filtros (figura 5.9). Mediante un filtro pasa bajo, obtiene la señal suma del canal derecho más el izquierdo (señal monofónica). Un filtro pasabanda, centrado en 38kHz con un ancho de banda de 23 a 53kHz, con el cual se obtiene la señal LR. Un tercer filtro pasabanda centrado a 19kHz de ancho de banda angosto, con el cual se obtiene la señal piloto. Una vez obtenidos los 19kHz de la señal piloto, se doblan hasta 38kHz, con lo cual se restituye la frecuencia subportadora eliminada en la emisión. Los 38kHz se suman a las bandas laterales para obtener una modulación en amplitud que una vez detectada se obtiene la señal LR, a su vez se suma y se resta con la señal monofónica L+R para obtener por separado el canal derecho y el izquierdo, según las igualdades: (R + L) + (R L) = 2 R (R + L) (R L) = 2 L
Figura 5.9. Diagrama a bloques de la separación de los canales izquierdo y derecho.
El sistema es completamente compatible con los requisitos de un receptor monofónico ya que si no existe el decodificador estéreo la señal L+R es suficiente para este sistema, sin que los demás componentes de la señal multiplex de FM estéreo lo afecten. 98
APENDICE B LISTA DE COMPONENTES
Especificación
Costo Unitario
Costo total
$1 $15 $3
Número de piezas utilizadas 35 4 17
Resistencia ½ W Resistencia variable Capacitores electrolíticos Capacitor cerámicos Capacitor variable 6.840pF Interruptor 1 polo 2 tiros Filtro 10.7MHz Diodo de conmutación 1N4148 Demodulador Estéreo para FM MC1309 Sintonizador CD2003 Amplificador Operacional Doble MC1458 Diodo Led Antena telescópica Cristal 38MHz Inductancia 90µH Transmisor FM Estéreo BA1404 Amplificador Operacional LM741 Transistor NPN de propósito general 2N2222A Total
$1 $13
23 5
$23 $65
$8
2
$16
$11
1
$11
$1
3
$3
$29
1
$29
$10
1
$10
$6
6
$36
$5 $15 $20 $15 $37
2 2 1 1 1
$10 $30 $20 $15 $37
$5
1
$5
$10
2
$20
$35 $60 $51
$476
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